Implementación convertidor CC-CC buck con filtro de entrada y

Transcripción

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro de
entrada y control robusto de la tensión de salida
AUTORES: Arturo Neriz Bellido
DIRECTORES: Enric Vidal Idiarte
FECHA: Junio / 2004
Implementación convertidor CC-CC buck con filtro
Índice
de entrada y control robusto de la tensión de salida
_________________________________________________________________________
1. ÍNDICE GENERAL
________________________________________________________________________
1
Índice
_________________________________________________________________________
ÍNDICE GENERAL
1.
Índice General..................................................................................... 1
2.
Memoria Descriptiva
Índice Memoria Descriptiva............................................................................ 6
2.1. Introducción.......................................................................................... 7
2.2. Objetivo del Proyecto............................................................................11
2.3. Antecedentes......................................................................................... 13
2.4. Descripción del Circuito...................................................................... 14
2.4.1. Planta............................................................................................... 14
2.4.2. Alimentaciones................................................................................15
2.4.2.a. Regulador de Tensión............................................................... 15
2.4.2.b. Regulador de Tensión con LM723........................................... 17
2.4.3. Regulador PWM..............................................................................18
2.4.4. Driver.............................................................................................. 20
2.4.5. Amplificador de Error..................................................................... 21
2.4.6. Control de la Planta......................................................................... 23
2.5. Especificaciones.................................................................................... 24
2.6. Conclusiones......................................................................................... 25
2.7. Presupuesto del Proyecto...................................................................... 26
2.8. Bibliografía........................................................................................... 27
3.
Memoria de Cálculo
Índice Memoria de Cálculo.............................................................................29
3.1. Etapa de Potencia..................................................................................... 30
3.1.1. Parámetros Generales.................................................................. 30
3.1.2. Cálculo de los Inductores............................................................ 32
3.1.3. Elección del Mosfet.................................................................... 37
3.1.4. Diodo de Potencia....................................................................... 37
3.1.5. Condensadores............................................................................ 38
3.1.5.1. Condensadores de Entrada............................................. 39
3.1.5.2. Condensadores de Salida............................................... 40
3.2. Etapa de Modulación y Circuito Driver................................................... 42
3.3. Lazo de Control........................................................................................ 45
3.4. Cálculo de los Disipadores....................................................................... 57
3.4.1. Diodo MBR2060CT....................................................................57
3.4.2. Darlington BDX33C................................................................... 58
3.4.3. Mosfet STP75NE75.................................................................... 59
3.5. Influencia de las Pérdidas......................................................................... 61
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2
Índice
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4.
Mediciones
Índice Mediciones........................................................................................... 64
4.1. Aspectos Generales............................................................................... 65
4.2. Rendimiento.......................................................................................... 66
4.3. Rizados.................................................................................................. 67
4.3.1. Intensidad de L2.......................................................................... 67
4.3.2. Intensidad de Entrada..................................................................69
4.3.3. Tensión de Salida........................................................................ 70
4.4. Respuesta a Perturbación de Carga....................................................... 73
4.4.1. Perturbación de 0.7 A – 1.4 A (50%)..........................................74
4.4.2. Perturbación de 1.4 A – 2.8 A (100%)........................................76
4.6. Otras Mediciones...................................................................................80
5.
Planos
Índice Planos................................................................................................... 83
5.1. Lista de Componentes........................................................................... 84
5.2. Planta..................................................................................................... 86
5.3. Regulador de Tensión........................................................................... 87
5.4. Regulador PWM & Driver.................................................................... 88
5.5. Control................................................................................................... 89
5.6. General.................................................................................................. 90
5.7. Fotolito Planta....................................................................................... 91
5.8. Fotolito Control..................................................................................... 92
5.9. Imagen Planta........................................................................................ 93
5.10. Imagen Control...................................................................................... 94
6.
Presupuesto
Índice Presupuesto...........................................................................................96
6.1. Amidamientos....................................................................................... 97
6.2. Precios Unitarios......................................................................... ........101
6.3. Aplicación de Precios..........................................................................104
6.4. Resumen del Presupuesto....................................................................107
6.4.1. Presupuesto de Ejecución Material...........................................107
6.4.2. Presupuesto de Ejecución por Contrata.................................... 108
6.4.3. Presupuesto Global..............................................................................109
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Índice
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7.
Pliego de condiciones
Índice Pliego de condiciones.........................................................................111
7.1. Disposiciones y Abarque del Pliego de Condiciones..........................112
7.1.1. Objetivo del Pliego....................................................................112
7.1.2. Descripción General del Montaje..............................................113
7.2. Condiciones de los Materiales.............................................................114
7.2.1. Especificaciones Eléctricas.......................................................114
7.2.1.1. Placas de Circuito Impreso...........................................114
7.2.1.2. Interconexión de Placas................................................114
7.2.1.3. Resistencias..................................................................114
7.2.1.4. Condensadores.............................................................115
7.2.1.5. Inductores.....................................................................117
7.2.1.6. Circuitos Integrados y Semiconductores......................117
7.2.1.7. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión...............118
7.2.2. Especificaciones Mecánicas......................................................118
7.3. Condiciones de la Ejecución...............................................................119
7.3.1. Encargo y Compra del Material................................................119
7.3.2. Construcción del Inductor.........................................................119
7.3.3. Fabricación del Circuito Impreso..............................................119
7.3.4. Soldadura de los Componentes.................................................120
7.4. Condiciones Facultativas.....................................................................121
7.5. Conclusiones.......................................................................................122
8.
Anexos
Datasheets......................................................................................................123
· BDX33C
· LM723
· SG3524
· IR2110
· STP75NE75
· MBR2060CT
· TLC2274
· Disipador 1,2ºC/W
· Núcleos MAGNETICS
· Tabla AWG
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Memoria Descriptiva
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2. MEMORIA DESCRIPTIVA
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Memoria Descriptiva
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ÍNDICE MEMORIA DESCRIPTIVA
2.1. Introducción.......................................................................................... 7
2.2. Objetivo del Proyecto............................................................................11
2.3. Antecedentes......................................................................................... 13
2.4. Descripción del Circuito...................................................................... 14
2.4.1. Planta............................................................................................... 14
2.4.2. Alimentaciones................................................................................15
2.4.2.a. Regulador de Tensión............................................................... 15
2.4.2.b. Regulador de Tensión con LM723........................................... 17
2.4.3. Regulador PWM..............................................................................18
2.4.4. Driver.............................................................................................. 20
2.4.5. Amplificador de Error..................................................................... 21
2.4.6. Control de la Planta......................................................................... 23
2.5. Especificaciones.................................................................................... 24
2.6. Conclusiones......................................................................................... 25
2.7. Presupuesto del Proyecto...................................................................... 26
2.8. Bibliografía........................................................................................... 27
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Memoria Descriptiva
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2.1.- Introducción
En la electrónica de potencia ocupan una importante posición el estudio y
desarrollo de los convertidores conmutados. Los convertidores conmutados de
continua – continua se dividen en diferentes topologías: Reductora o modelo Buck ,
Elevadora o modelo Boost y por último un híbrido de las dos anteriores el Flyback.
El funcionamiento básico de los convertidores conmutados consiste en el
almacenamiento temporal de energía y la cesión de esta en un periodo de tiempo.
Este periodo de tiempo determinará la cantidad cedida a la carga.
Los convertidores de DC / DC se pueden dividir en tres bloques:
-
Conmutación
Elemento de acumulación de energía
Filtrado de la señal
El bloque de la conmutación se encarga de trocear la señal de entrada según
la frecuencia y el ciclo de trabajo que se le quiera dar al elemento conmutador. La
acumulación de la energía se rige al primer bloque, ya que este determinará cuando
será liberada hacia la carga del sistema. Y el último bloque, filtra la señal
conmutada.
Ahora veremos los ventajas y desventajas respecto las fuentes de
alimentación lineales.
Referente a las ventajas destacaremos dos:
a) Su rendimiento tiene unos márgenes entre el 60% y el 90% contra el 14%
de las fuentes de alimentación lineales.
b) Pequeñas dimensiones
Y las desventajas más importantes de los convertidores conmutados son:
a) Generación de EMI ( emisión electromagnética ), tanto conducida como
radiada.
b) Aumento de las pérdidas cuando la frecuencia crece.
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Memoria Descriptiva
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Ahora nos centraremos en el modelo reductor o Buck, ya que es el que trata
este proyecto.
Su principio básico se centra, en la reducción de la tensión de entrada en la
salida, mediante una frecuencia de conmutación en el elemento conmutador, y un
ciclo de trabajo que nos determinará el porcentaje de señal de entrada que
representamos a la salida. En la figura 2.1 podemos observar la representación
circuital.
Figura 2.1. Topología Reductora o Buck
La topología reductora se puede definir con la ecuación 2.1 en la cual se
puede ver su dependencia absoluta con el ciclo de trabajo
< Vo>= c.t. * Vi
(E. 2.1)
Siendo c.t. el ciclo de trabajo, que viene dado por el tiempo en el que el
conmutador esta cerrado en estado on entre el periodo total de tiempo.
c.t. =
ton
T
(E. 2.2)
ton = tiempo de conducción.
T = Periodo de conmutación.
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Memoria Descriptiva
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De esta forma el ciclo de trabajo solamente puede estar comprendido entre
cero y la unidad.
En la figura 2.2 representa la ‘topología On’, donde tenemos cerrado el
interruptor y la corriente circula directamente hacia la carga.
Figura 2.2. Topología On
Y en la figura 2.3. se observa el segundo estado posible en esta ‘topología
Off’, el interruptor está abierto y la corriente fluye del elemento de almacenaje.
Figura 2.3. Topología Off
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Memoria Descriptiva
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Para garantizar una regulación de tensión de salida se añade una etapa de
control, que modificará el valor del ciclo de trabajo, dependiendo del error en la
tensión de salida.
La señal modulada en la anchura de pulsos, que controla la apertura del
interruptor, se crea a partir de una señal de rampa y el valor del ciclo de trabajo. Ver
figura 2.5.
Figura 2.4. Etapas de la fuente conmutada
Figura 2.5.. Generación del pulso
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Memoria Descriptiva
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2.2.- Objetivos del Proyecto
El siguiente proyecto pretende abordar el montaje y análisis de un
convertidor de continua – continua tipo reductor (Buck) con filtro de entrada y un
control robusto de la tensión de salida.
El proyecto se divide en cuatro partes principales, la primera parte ,se centra
en un breve estudio de los convertidores de continua – continua y sus características
principales. En segundo punto, se analiza con mayor precisión el modelo Buck,
para poder realizar el estudio teórico que marcan los objetivos del proyecto. El
penúltimo punto, elabora el estudio teórico de la fuente Buck, con los parámetros
que dictan las especificaciones del proyecto. Y finalmente, se calculan los
componentes del convertidor, en base a los resultados obtenidos en el estudio
teórico, para poder realizar la simulación y montaje del convertidor Buck.
Se concluye el proyecto contrastando el análisis del montaje real con los
estudios teórico, para poder determinar una valoración cualitativa del convertidor.
El objetivo principal del proyecto se centrará en el diseño de la etapa de
potencia de la fuente reductora buck y del diseño del control robusto de la tensión
de salida a partir de la función de transferencia:
K ( s ) = 1,4849 ⋅ 10 7 ⋅
(
(s + 4308,1) ⋅ (s + 1315,0)
)(
s ⋅ s + 1,8173 ⋅ 10 5 ⋅ s + 4,5859 ⋅ 10 5
)
(E. 2.3)
Antes de pasar a la implementación en PCB, se harán las pruebas pertinentes
en una protoboard para así asegurarnos de su correcto funcionamiento y ajuste
previo a su montaje en un circuito impreso.
El montaje se realizará en dos bloques, el primero y principal, será la etapa
de potencia del proyecto, que en nuestro caso es la fuente reductora buck , y el
segundo montaje se centrará en el control a que sometemos la tensión de salida.
El primer bloque se descompone en cinco etapas:
-
-
La primera etapa es el regulador de tensión, cuya misión es
suministrar la tensión necesaria a la circuiteria de la planta, a partir
de la tensión de entrada del convertidor ( 42 V ).
La segunda etapa es el regulador de tensión con el LM723. Nos
asegura una tensión estable ante las perturbaciones de la tensión de
entrada.
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Memoria Descriptiva
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-
-
La tercera etapa es el PWM, es el principal encargado de generar
la señal modulada en la anchura de pulsos a partir de un ciclo de
trabajo.
La cuarta etapa es le Driver, que se encargará de adaptar la señal
procedente del PWM a las necesidades del interruptor del sistema.
Y la quinta y última etapa es la Planta, donde se encuentra los
filtros de entrada y salida, el interruptor y el diodo de bloqueo.
Como añadido final, se colocarán unos cuantos jumpers para la medición de
las intensidades y tensiones más importantes del circuito principal.
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Memoria Descriptiva
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2.3.- Antecedentes
Esta topología de fuentes conmutadas se utilizada en el campo de los
microprocesadores, que cada vez son más rápidos, de tal manera que se necesitan
corrientes más elevadas y tensiones más bajas.
Debido a su alto rendimiento y el poder diseñar sus componentes para
temperaturas agresivas ( normalmente por encima de los 80º C ), las hacen idóneas
para la conversión de tensión de 42/14 V, apareciendo recientemente dicha
aplicación en el sector del automóvil.
Como conclusión podemos afirmar que, las fuentes reductoras son de gran
uso en la actualidad en los campos en los que se necesita una reducción de la
tensión para poder dar paso una elevada corriente, y todo ello con un elevado
rendimiento en las condiciones más desfavorables.
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Memoria Descriptiva
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2.4.- Descripción del Circuito
2.4.1.- Planta
En la figura 2.6 muestra el esquema general de la planta del proyecto. Se
descompone en 5 módulos principales:
-
-
-
El filtro de entrada, con el objetivo de eliminar los rizados de
retorno producidos por la conmutación del interruptor.
El interruptor es uno de los elementos más importantes de la
planta, ya que es el encargado de trocear la tensión de entrada
mediante la señal de disparo procedente del Driver.
El diodo de bloqueo cerrará el lazo de la salida cuando el
interruptor esté abierto.
El filtro más importante es el de salida, ya que tiene como objetivo
la eliminación de los rizados de tensión y corriente y de eliminar
las conmutaciones de la señal procedente del interruptor.
La carga es el elemento que cierra el lazo de salida tanto en la
topología ‘On’ como en la topología ‘Off’.
Figura 2.6. Planta
Los cálculos de los componentes más importantes así como las
especificaciones se comentan en sus respectivos apartados de la ‘Memoria de
Cálculo’.
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Memoria Descriptiva
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2.4.2.- Alimentaciones
Se hace necesaria la utilización de dos reguladores de tensión ya que en la
tensión de entrada del convertidor ( 42 V ) se pueden producir variaciones. Por este
motivo se ha optado por una regulación de tensión principal y una regulada por el
LM723, con el fin de obtener una única tensión para alimentar la circuiteria externa
del sistema.
2.4.2.a- Regulador de Tensión
Presenta varias ventajas que lo hacen apto para la alimentación auxiliar del
proyecto, en principio, su montaje es muy sencillo y los componentes que presenta
son de fácil adquisición, su coste económico es muy reducido en comparación a
otros diseños de alimentación, en los que se emplean transformadores o puentes de
diodos ( transformando directamente la alimentación de la red para nuestras
propósitos ) . También cabe destacar su rendimiento respecto a un simple divisor de
tensión.
Figura 2.7. Regulador de Tensión
En la figura 2.7 se puede observar el esquema del primer regulador de
tensión que está compuesto por los siguientes componentes:
- El diodo zener DZ1 que tiene la misión de limitar la tensión en 15
V
- La resistencia R1 que se encarga de polarizar el diodo zener
- Y La resistencia R2 que limita la corriente de la base del
Darlington BDX33C y elimina el ruido producido por el zener y el
condensador C1
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Memoria Descriptiva
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Para determinar el valor de R1 se establece, que la intensidad necesaria del
zener ha de ser del orden de 10 mA, en el caso de que la tensión de entrada sea
inferior a la nominal de 42 V, ya que sería el peor de los casos, suponiendo una
entrada de 33 V.
R1 =
Vin min − Vz 33 − 15
=
= 1800Ω
Iz
10mA
(E. 2.4)
Siendo:
Iz = Intensidad de polarización del zener.
Vz = Tensión del zener.
Vin min = Tensión mínima de alimentación.
Hay que comprobar si para los diferentes valores de Vin se mantiene un
margen aceptable de la intensidad de polarización.
Iz =
42 − 15
= 15mA
1800
(E. 2.5)
Margen aceptable por el zener.
Las perdidas producidas por el Darlington y el diodo D1 hacen que la
tensión ronde los 11,4 V aproximadamente.
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Memoria Descriptiva
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2.4.2.b- Regulador de Tensión con LM723
El principal problema del regulador anterior reside en las variaciones de la
tensión de entrada. Para solucionar este problema se ha optado por aplicar este
segundo regulador en serie con el anterior.
La principal misión de este regulador de tensión mediante el LM723,
garantizar la estabilidad de la tensión de alimentación de la circuiteria externa, ante
las posibles variaciones de la tensión de entrada del primer regulador de tensión.
Figura 2.8. Regulador de tensión con LM723
También nos aporta una tensión de unos 7,2 V en el pin número 6 del
integrado ( Vref ) por si se quiere utilizar para otros propósitos ( como alimentación
para otros integrados o como señal de referencia ).
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Memoria Descriptiva
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2.4.3.- Regulador PWM
Para realizar la señal de PWM con la que se atacará al Mosfet se utilizará el
integrado SG3524 de STMicroelectronics r 1.
Para obtener la señal de PWM deseada se debe configurar en el chip la
frecuencia a la que se quiere atacar al Mosfet y el ciclo de trabajo adecuado para
obtener en la tensión de salida, el 33% de la señal de entrada, es decir, 14 V.
Figura 2.9. Regulador PWM
La frecuencia se configura con los pines 6 y 7 del integrado, que pertenecen a
RT y CT. Para el ciclo de trabajo se debe aplicar una tensión en los terminales de
entrada 1 y 2 ( V+ y V- respectivamente ) de tal manera que dentro de los márgenes
de tensión con los que trabaja el componente establezca el ciclo de trabajo en la
correspondiente señal de salida.
1
Hago mención al nombre del comerciante ya que el componente es idéntico al de Texas Instrument c, salvo
una diferencia, la fórmula que se aplica para el cálculo de la frecuencia de dicho integrado.
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Memoria Descriptiva
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También se da la opción de poder trabajar en lazo abierto o en lazo cerrado.
En lazo abierto aplicamos una tensión comprendida entre los limites del integrado
para ver como varía el ciclo de trabajo de la señal de salida. En lazo cerrado, la
tensión vendrá directamente de la etapa de control, aplicando la tensión idónea
según la variación de la señal de salida de la planta.
En el pin número 16 se puede obtener una tensión de 5 V estable, que nos
servirá para alimentar el circuito del control y también se tomará como señal de
referencia.
Las explicaciones numéricas de la configuración así como ajustarlo para este
proyecto se especifican en el capítulo de ‘Memoria de Cálculo’.
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Memoria Descriptiva
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2.4.4.- Driver
Para este proyecto se utiliza un Driver de la familia IR21XX. Es un Driver
que aporta múltiples combinaciones de salida. Su precio es algo elevado respecto a
otros Drivers pero la intensidad que ofrece para atacar al interruptor es idónea para
este proyecto ( aproximadamente de 2 A ).
Figura 2.10.. Dirver
Para que el Mosfet pueda realizar su tarea, deberemos suministrar a la puerta
del interruptor la corriente necesaria. Para realizar dicho propósito, se dotará el
integrado de una circuitería exterior denominada Bootstrap ,compuesta de un diodo
y un condensador. En el apartado correspondiente en la ‘Memoria de Cálculo’ se
especifica el cálculo de dichos componentes.
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Memoria Descriptiva
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2.4.5.- Amplificador de Error
Esta etapa forma parte de la implementación circuital de la ley de control que
garantizará la regulación de la tensión de salida ( Vo ) del convertidor.
Figura 2.11.. Amplificador de Error
La ecuación que define la señal de salida del amplificador de error queda
definida como:
Vo = Vref + (Vref − Vin )
Z2
Z1
(E. 2.5)
La tensión de referencia ( Vref ) de la ecuación, corresponde a la tensión
nominal aplicada al PWM que determina el ciclo de trabajo . La tensión Vin es la
adaptación de la tensión medida a la salida del convertidor a la tensión de
referencia.
Si las dos tensiones son iguales el error producido a la salida del convertidor
será cero, y la tensión de salida del amplificador de error será la tensión de
referencia directamente, pero este caso nunca sucederá porque siempre existirá un
error. En el caso que la tensión de salida del convertidor sea mayor que la nominal
( 14 V ) la diferencia en la ecuación 2.5 será negativa, de tal forma, que se reducirá
el valor de la tensión de salida del amplificador de error y en consecuencia el ciclo
de trabajo. En el caso que la tensión de salida del convertidor disminuyera de la
nominal ( 14 V ), la diferencia de la ecuación 2.5 será positivo y la tensión de salida
del amplificador de error sería la de referencia más el incremento de la diferencia,
de tal forma que el ciclo de trabajo aumentaría con tal de que la tensión de salida del
convertidor alcanzara el valor nominal.
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Memoria Descriptiva
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Para dimensionar la tensión de referencia y la tensión Vin, se ha optado por
unos divisores de tensión que adapten las tensiones a la tensión aplicada al PWM
que dictamina el ciclo de trabajo nominal de este proyecto. En el caso de la tensión
de referencia se adapta la tensión de alimentación de la etapa de control ( 5.1 V )
procedente del pin 16 del PWM, y para la tensión Vin se debe de adaptar
directamente de la tensión medida a la salida del convertidor.
Las impedancias del amplificador de error ( Z2/Z1 ) se aprovechan para
aplicar un polo, un zero y el polo del origen, así como gran parte de la ganancia del
la función de transferencia.
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Memoria Descriptiva
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2.4.6.- Control de la Planta
La siguiente ecuación representa la Función de Transferencia que determina
el control de la planta de este proyecto:
K ( s ) = 1,4849 ⋅ 10 7 ⋅
(
(s + 4308,1) ⋅ (s + 1315,0)
)(
s ⋅ s + 1,8173 ⋅ 10 5 ⋅ s + 4,5859 ⋅ 10 5
)
El control que realizamos es por tensión. Determinamos una tensión nominal
con la que el PWM creará el ciclo de trabajo. A partir de esta, se debe adaptar la
tensión de referencia ( invariable en el tiempo ) y la tensión de salida de la planta a
esta tensión nominal.
Si se produce alguna variación de la señal medida, la diferencia es tratada y
amplificada en la etapa del amplificador de error.
Para realizar el diseño del control se ha optado por un solo integrado que
pudiera albergar los operacionales necesarios del diseño. Pero la parte referente al
diseño y cálculo de los componentes que figuran en esta etapa se citan en la
‘Memoria de Cálculo’.
Figura 2.11.. Control de la Planta
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Memoria Descriptiva
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2.5.- Especificaciones
Las especificaciones son las siguientes:
-
-
-
El convertidor deberá dar una tensión de salida de 14 V
(aproximadamente)
La tensión de entrada nominal será de 42 V.
La carga nominal resistiva es de 10 Ω.
La frecuencia de conmutación será de 100 kHz.
Los componentes deben ser los especificados en el documento de
‘Memoria
de Cálculo’ en el apartado ‘3.1.1 Parámetros
Generales’.
No se especifica nada sobre el rizado de tensión, pero se intentará
optimizar este parámetro con los componentes específicos, cercano
al 1%.
El lazo de control debe estar gobernado por la siguiente función de
transferencia:
K ( s ) = 1,4849 ⋅ 10 7 ⋅
(
(s + 4308,1) ⋅ (s + 1315,0)
)(
s ⋅ s + 1,8173 ⋅ 10 5 ⋅ s + 4,5859 ⋅ 10 5
)
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Memoria Descriptiva
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2.6.- Conclusiones
La planta responde de la forma que se esperaba y las intensidades, tensiones
y otros parámetros de interés se acercan bastante al valor teórico.
Los resultados obtenidos en las mediciones del apartado del control se
ajustan al estimado, tanto al apartado teórico así como el simulado por software.
Finalmente cuando el proyecto ha funcionado como citan las
especificaciones, se ha experimentado con la etapa de control y contrastado con
programas de simulación, para comprobar los resultados.
En el apartado de mediciones se citan la contratación de resultados de las
diferentes mediciones y resultados teóricos.
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Memoria Descriptiva
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2.7.- Presupuesto del Proyecto
El presupuesto global asciende a CIENTO CUARENTA Y NUEVE
EUROS CON TREINTA Y SEIS CÉNTIMOS.
TARRAGONA, 7 DE Junio de 2004
EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL
Firmado, Arturo Andrés Neriz Bellido
________________________________________________________________________
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Memoria Descriptiva
_________________________________________________________________________
2.8.- Bibliografía
[1]
Apuntes: Javier Maixé, Electrónica de Potencia, ETSE, URV.
[2]
Apuntes: Jesús Brezmes, Circuitos y Sistemas Lineales I, ETSE, URV.
[3]
Apuntes: Jesús Brezmes, Circuitos y Sistemas Lineales II, ETSE, URV.
[4]
Apuntes: Eduard Llobet, Electrónica Analógica, ETSE, URV.
[4]
Manual: Magnetics Powder Cores. www.mag.inc.com.
[5]
Información fabricante : INTERNACIONAL RECTIFIER.
[6]
Manuales: Datasheets de los componentes más importantes que componen
este proyecto ( ver capítulo de ‘Anexos’ ).
________________________________________________________________________
27
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3. MEMORIA DE CÁLCULO
________________________________________________________________________
28
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
ÍNDICE MEMORIA DE CÁLCULO
3.1. Etapa de Potencia..................................................................................... 30
3.1.1. Parámetros Generales.................................................................. 30
3.1.2. Cálculo de los Inductores............................................................ 32
3.1.3. Elección del Mosfet.................................................................... 37
3.1.4. Diodo de Potencia....................................................................... 37
3.1.5. Condensadores............................................................................ 38
3.1.5.1. Condensadores de Entrada............................................. 39
3.1.5.2. Condensadores de Salida............................................... 40
3.2. Etapa de Modulación y Circuito Driver................................................... 42
3.3. Lazo de Control........................................................................................ 45
3.4. Cálculo de los Disipadores....................................................................... 57
3.4.1. Diodo MBR2060CT....................................................................57
3.4.2. Darlington BDX33C................................................................... 58
3.4.3. Mosfet STP75NE75.................................................................... 59
3.5. Influencia de las Pérdidas......................................................................... 61
________________________________________________________________________
29
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.1.- Etapa de Potencia
El cálculo de la etapa de potencia se divide en dos apartados, en el cálculo de
los parámetros más importantes a tener en cuenta y en el cálculo individual de cada
uno de sus elementos
3.1.1.- Parámetros Generales
En la siguiente tabla se muestran los parámetros nominales del proyecto así
como las pérdidas producidas por alguno de sus elementos, que también de se deben
tener en cuenta.
PARÁMETRO
SÍMBOLO VALOR
Tensión de Entrada
Vin
42 V
Tensión de Salida
Vo
14 V
Frecuencia de Conmutación
fc
100 KHz
Inductancia Bobina de Entrada
L1
6 µH
Inductancia Bobina de Salida
L2
62 µH
Capacidad de Entrada 1
C
33 µF
Capacidad de Entrada 2
Cd
100 µF
Capacidad de Salida
Co
1600 µF
Resistencia Serie del Condensador Cd
Rd
0.28 Ω
Resistencia del Mosfet
Rds(on)
0.013 Ω
Resistencia del Inductor L2
RL
0.029 Ω
Resistencia de la Capacidad de Salida
RC
0.043 Ω
Carga de Salida Nominal
Ro
10 Ω
Caída de Tensión del Diodo (a 10 A)
Vd(on)
0.75 V
Tabla 3.1..Parámetros Principales del Convertidor
· Ciclo de Trabajo (c.t.).
A partir de la ecuación 3.1, se conoce la relación de la tensión de entrada y la
tensión de salida con el ciclo de trabajo. Se deben tener en cuenta las pérdidas que
pueden alterar el ciclo de trabajo, pero en el último apartado de este documento se
comenta su influencia y las soluciones adoptadas.
c.t. =
Vo
Vin
(E. 3.1)
________________________________________________________________________
30
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
c.t. =
14
= 0.33
42
· Intensidades (Io, Iin).
Conociendo la carga nominal y la tensión de salida que se desea alcanzar se
puede averiguar cual será la tensión en la carga aplicando la ‘Ley de Ohm’.
Vo 14
=
= 1.4 A
Ro 10
Io =
(E. 3.2)
La intensidad que circula en la entrada se obtiene a partir de la ecuación del
ciclo de trabajo.
Iin = D * Io = 0.48 A
(E. 3.3)
· Potencias (Pin, Po).
Conocidas ya las tensiones de entrada y salida y calculadas las intensidades,
podemos averiguar la potencia de entrada y de salida.
Pin = Vin * Iin = 42V * 0.48 A = 20.16 W
Po =
Vo 2 14 2
=
= 19.6 W
Ro
10
(E. 3.4)
(E. 3.5)
· Rendimiento (η).
Mediante las potencias calculadas en el punto anterior se puede realizar una
aproximación al rendimiento de la etapa de potencia.
η=
Po
19.6
=
= 0.9722 ⇒ η = 97.22%
Pin 20.16
(E. 3.6)
________________________________________________________________________
31
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
· Rizado de Tensión ( ∆Vo ).
El valor de la variación de salida está ligado al filtro LC de salida y de la
frecuencia de conmutación a la cual se trabaje.
∆Vo =
Vo * T 2 * (1 − c.t.) 14 * 10 −10 * (1 − 0.33)
=
= 1.16 mV (E. 3.7)
8 * Co * L 2
8 * 1600µF * 62µH
· Rizado de Intensidad ( ∆IL ).
Para terminar se calcula la variación de intensidad en el inductor ‘L2’,
estando esta variación condicionada a la frecuencia de conmutación y al valor del
inductor que atraviesa.
∆IL =
Vo * (1 − c.t.)
14 * (1 − 0.33)
=
= 1.5 A
fc.L2
100 KHz * 62µH
(E. 3.8)
3.1.2.- Cálculo de los Inductores
Para la elección de los núcleos de los dos inductores, es necesario conocer la
intensidad que los va atravesar, así como su rizado y la inductancia de cada
inductor. Para ello se analiza el caso de carga máxima (2,2 Ω).
INDUCTOR L1
Intensidad
2.16 A
1A
∆Iin
Inductancia
6 µH
INDUCTOR L2
Intensidad
6.37 A
1.5 A
∆Iin
Inductancia
62 µH
Tabla 3.2..Parámetros de los inductores para la elección del núcleo
________________________________________________________________________
32
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Como se puede observar en la tabla anterior las intensidades y rizados son
realmente superiores al valor teórico calculado, pero como ya se ha mencionado, se
hace un cálculo de los componentes estimado una carga a un 22% de su carga total (
2,2 Ω respecto a los 10 Ω nominales). Es realmente importante tener este aspecto en
cuenta a la hora de elegir los componentes de la planta, y sobretodo del filtro de
salida.
Para la elección del núcleo se ha recurrido al catálogo de ‘Magnetics’, el cual
nos ofrece núcleos de polvo, ( utilizados para altas y medias frecuencias ). De los
cuales tenemos tres categorías:
- Los ‘Molypermalloy Powder Cores’ o MPP, son los que menos pérdidas
presentan siendo también los de mayor coste.
- Los ‘High Flux Powder Cores’ son los que mayor capacidad pueden
proporcionar para núcleos de polvo.
- Los ‘Kool Mµ’ ideales par eliminar ruido con filtros de inductores.
Según su geometría se pueden elegir entre tres modelos, toroidales, tipo E y
‘think’. Los de tipo E como su nombre indican tienen forma de E y normalmente se
utilizan para realizar dos bobinados. Solamente pueden ser del tipo ‘Kool Mµ’. Los
‘think’ son núcleos similares a los toroidales pero de menor sección, que solo
pueden realizarse con núcleos MPP. Y finalmente los toroidales son los núcleos
clásicos de los que se disponen de las tres categorías de núcleos que proporciona
‘Magnetics’.
Tabla 3.3..Relación entre núcleos
Para calcular el tipo de núcleo que se necesita se puede realizar mediante un
proceso manual de cálculo y comprobación en tablas, dicho proceso se explica en el
manual de ‘Magnetics’ o mediante una aplicación software que suministra la misma
casa en su página web. En nuestro caso se ha realizado con el programa de cálculo
de núcleos. El nombre del programa es MAGNETICS Inductor Design Using
Powder Cores (PCD-3.1, Sep 14 2001) y la dirección para la descarga del software
es la siguiente: http://www.mag-inc.com/software/pcd-3_1.zip
________________________________________________________________________
33
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
La imagen que se muestra a continuación es la ventana que se abre al
ejecutar el programa del cálculo de inductores.
Figura 3.1..Ventana principal del software de Magnétics
En la parte de la izquierda están los parámetros que vamos a seleccionar para
nuestro inductor. Después se elige el tipo de material del núcleo y finalmente se
presiona al botón de ‘Calcular’ y nos recomendará el núcleo más idóneo para
nuestras características.
Ahora se realizará el cálculo de las dos bobinas que este proyecto mediante
el proceso explicado.
Para el cálculo de L1 se aplican los parámetros antes mencionados: La
intensidad que atraviesa en inductor, la corriente de rizado y la carga total que se
desea.
________________________________________________________________________
34
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
El resultado es el siguiente:
MAGNETICS DC INDUCTOR DESIGN
Part Number:
77120-A7
Header P/N:
TV-H2206-4A
Wound
Core
Permeability:
125
18.4 x 9.1 (mm)
Dimensions:
Inductance
(full
Inductance Factor: 72 mH/1000 Turns
6.46
load, µH):
Inductance
(no
Core Area (sq cm):
0.196
7.20
load, µH):
Path Length (cm):
4.19
Core Losses (mW):
19.3
Copper
Losses
Turns:
10
38.9
(mW):
Wire Size:
#19 AWG
Total Losses (mW):
58.1
Temp.Rise (degrees
DC Resistance:
0.006 Ohms
4.1
Cº):
Tabla 3.4..Resultados de la bobina L1
Se repite el proceso para la bobina L2, pero en este caso se ha optado por la
aplicación de dos núcleos . Para realizar dicho cálculo, en la pestaña de ‘Options’
hay una opción denominada ‘Stack Cores’ que permite realizar el cálculo con varios
núcleos.
MAGNETICS DC INDUCTOR DESIGN
(2x)77206-A7
Header P/N:
Core
Wound
Permeability:
125
26.9 x 19.2 (mm)
Dimensions:
Inductance
(full
Inductance Factor: 68 mH/1000 Turns
59.13
load, µH):
Inductance
(no
Core Area (sq cm):
0.235
239.90
load, µH):
Path Length (cm):
5.18
Core Losses (mW):
111.9
Copper
Losses
Turns:
42
1390.0
(mW):
Wire Size:
#17 AWG
Total Losses (mW):
1501.8
Temp.Rise (degrees
DC Resistance:
0.029 Ohms
28.0
Cº):
Part Number:
Tabla 3.5..Resultados de la bobina L2
________________________________________________________________________
35
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Como se puede observar en la tabla 3.6, el programa nos ofrece todo tipo de
datos, desde la geometría, la resistencia en DC, hasta las pérdidas del inductor
calculado.
La información más importante para la construcción del inductor reside en el
número de espiras (‘Turns’) y el la sección del cable (‘Wire Size’). Como se puede
comprobar , la sección del cable viene determinada por el calibre de AWG
(‘American Wire Gauge’):
Tabla 3.6..Tabla ‘American Wire Gauge’
Para el primer inductor nos da un total de 10 vueltas con un cable de
#19AWG , dicho calibre es de 0.98 mm de sección. Para su construcción se ha
optado por el cable de 0.28 mm para una capacidad de corriente de 400 A/cm 2 , de
tal manera que se tendrán que trenzar 4 de estos cables dando una sección final de
1.12 mm.
El segundo inductor realiza el mismo proceso, en este caso son 42 vueltas
con un cable del calibre #17AWG. Para dicho cable se puede observar en la tabla
que tiene una sección de 1.224 mm. Para aproximarse a esta sección se trenzarán 5
cables del antes mencionado, dando como resultado 1.4 mm.
Se suele sobrepasar un poco la sección recomendada para el montaje del
inductor, de esta manera nos aseguramos la circulación de intensidades superiores a
la establecida.
En los anexos se añade la información de los dos núcleos utilizados para el
montaje de ambos inductores así como la tabla completa de AWG (‘American Wire
Gauge’).
________________________________________________________________________
36
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.1.3.- Elección del Mosfet
A la hora de la selección del Mosfet STP75NE75 se han tenido en cuenta
varios aspectos.
El primero es la tensión entre drenador –surtidor máxima que soportar, en
este caso es el drenador puede soportar una tensión de 75 V, suficiente para el
propósito del proyecto, ya que la tensión nominal de este es de 42 V y para las
pruebas no se estimará una tensión superior a los 52 V.
El segundo punto importante es la intensidad máxima que puede conducir, el
fabricante nos asegura una intensidad máxima de 75 A , siendo en el nuestro caso es
de unos 6,5 A y un rizado de unos 1,5 A,
El parámetro más importante es la resistencia que ofrece el Mosfet cuando
está cerrado (Rds-on), la característica por la que se ha optado por este interruptor,
ya que solamente aporta una resistencia de 13 mΩ.
Por estas razones y por su bajo coste en el mercado se ha optado por este
transistor Mosfet STP75NE75
PARÁMETRO
Tensión Drenador-Surtidor
Intensidad Máx.Drenador
Resistencia de conducción
Retardo Off-On
Retardo On-Off
MOSFET STP75NE75
SÍMBOLO
Vds
Id
Rds(on)
Td(On)
Td(Off)
VALOR
75 V
75 A
0.013 Ω
50 ns
45 ns
Tabla 3.7..Tabla Mosfet STP75NE75
3.1.4.- Diodo de Potencia
El diodo que se utilizará será de tipo Schottky porque tienen una caída de
tensión más pequeña que la de los bipolares y porque tienen un tiempo de
recuperación inferior a 10 ns, con tensiones inversas comprendidas entre 15 y 200 V
y para intensidades de 1 a 600 A.
________________________________________________________________________
37
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Para la elección del diodo se centrará sobre la máxima tensión a la que ha de
someterse. En nuestro caso se ha optado por el diodo de bloqueo MBR2060CT. En
la siguiente tabla se muestran sus características más importantes, donde se puede
comprobar que entra dentro de las limitaciones del proyecto.
PARÁMETRO
Intensidad de conducción
máx.
Tensión inversa máx.
Caída de tensión en
conducción (IF = 10A ,
Tc = 125ºC)
Relación tensión / tiempo
SCHOTTKY MBR2060CT
SÍMBOLO
VALOR
Id
20 A
VR
60 V
VF
0.75 V
dv/dt
10,000 V / µs
Tabla 3.8..Tabla Schottky MBR2060CT
3.1.5.- Condensadores
La principal misión de los condensadores es la de mantener constante la
tensión de salida proporcionando la tensión necesaria cuando el interruptor está
cerrado, siendo esto consecuencia de su segunda función, la de eliminar el rizado
producido.
La frecuencia a la que se trabaje condicionara varios de los aspectos a tener
en cuenta para la elección del condensador. El primero se centra en la capacidad,
que es directamente proporcional con la frecuencia del sistema, siendo esta más
pequeña para altas frecuencias. Un segundo factor es el material y la fabricación, ya
que aportan mejores o peores características según a la frecuencia a la que se
trabaje.
Los condensadores se pueden representar de forma esquemática como el
conjunto de una resistencia serie ERS, una inductancia ESL y una capacidad ESC
en serie.
Figura 3.2..Circuito equivalente serie del condensador
________________________________________________________________________
38
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Estos parámetros son dependientes de la frecuencia a la que se trabaje,
sobretodo la ESL que en ciertas gamas de frecuencias puede llegar a tener valores
importantes.
Comparando los diversos tipos de condensadores por la ESR que presentan,
se caracterizan los cerámicos y poliéster como los de menor valor, casi despreciable
respecto los condensadores electrolíticos y de tántalo, siendo la ESR dominante en
la impedancia de los electrolíticos para frecuencias elevadas.
3.1.5.1. Condensadores de Entrada
Para realizar la elección de los condensadores de entrada antes debemos
conocer el propósito de su misión y los valores de las magnitudes a tratar.
Según las especificaciones del proyecto los condensadores de entrada deben
de ser de 33 µF y de 100 µF, teniendo este último una resistencia serie de 0.28 Ω.
El primer condensador que recibirá la señal a filtrar es el de 33 µF, cuya
misión es absorber la mayoría del rizado. Por este motivo se ha optado por
implementarlo con condensadores de poliéster con 5% de película metálica de la
casa ‘Arcotronics’, por su casi despreciable ERS y ESL. Se conectarán en paralelo
un condensador de 22 µF ,otro de 10 µF y uno de 1 µF, todos ellos de un voltaje
de 63 V.
Para la elección del segundo condensador se ha optado por la aplicación de
un condensador electrolítico. Hay que recordar que el mayor problema de este tipo
de condensadores es su elevada ESR, pero de esta manera nos evitamos tener que
implementar una gran cantidad de condensadores en paralelo. El problema que
presenta optar por esta estrategia se debe precisamente en la resistencia que pueda
aportar el condensador, hay que recordar que los electrolíticos aportan una mayor
resistencia cuando menor es su capacidad , y por tal motivo debe tener una
resistencia menor que la que se conectará en serie, que es de 0.28 Ω. En el caso que
la resistencia del condensador fuera superior estaríamos influenciando
negativamente al filtrado.
Mirando los pros y contras de la elección de un condensador electrolítico de
muy baja impedancia o varios condensadores de poliéster en paralelo, lo que viene a
discernir entre aportar mayor espacio de placa para la inserción de los
condensadores de poliéster o arriesgar con la resistencia del electrolítico. Al final
este proyecto se ha optado por la aplicación de un condensador electrolítico de muy
baja impedancia de 100 µF 63 V con una impedancia de 0.253 Ω a 100 KHz de la
casa ‘Panasonic’ , menor que la resistencia serie.
________________________________________________________________________
39
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
En resumen, en las siguientes tablas se muestran los condensadores
utilizados para el filtro de entrada.
CONDENSADOR DE POLIÉSTER, 5%, PELÍCULA METÁLICA.
ARCOTRÓNIC
PARÁMETRO
SÍMBOLO
VALOR
Capacidad
C
1 µF+ 10 µF +22 µF
Tensión
Vc
63 V
Tabla 3.9..Tabla condensadores de poliéster del filtro de entrada.
CONDESADOR ELECTROLÍTICO DE MUY BAJA IMPEDANCIA.
PANASONIC
PARÁMETRO
SÍMBOLO
VALOR
Capacidad
Cd
100 µF
Tensión
Vcd
63 V
Rizado de Corriente
Icd
535 mA
Impedancia (a 100KHz)
Rcd
0.253 Ω
Tabla 3.10..Tabla condensador electrolítico del filtro de entrada.
3.1.5.2. Condensadores de Salida
La misión principal de los condensadores de salida es la eliminación del
rizado de corriente y tensión. Para dicho propósito se deben elegir los
condensadores adecuados que cumplan las especificaciones del proyecto.
El valor del condensador total debe de ser de 1600 µF, siendo preferible que
el rizado se reparta entre varios condensadores cuyas capacidades sumen el total de
la específica, y no que absorba un único condensador todo el rizado. Para esta
elección nos basamos en las especificaciones del fabricante .
Otra condición importante es el valor de ESR del condensador, ya que, nos
determinará una limitación a la hora de elegir el condensador. La impedancia de
salida del circuito determina el valor máximo de esta ESR, siendo esta ( si nos
fijamos en el peor de los casos) aproximadamente 0.04
Zο ( Jϖ ) =
∆Vο % 0.14
=
⇒ 0.04
3. 5
∆Iο %
(E. 3.9)
________________________________________________________________________
40
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Se ha tener en cuenta esta condición de la impedancia de salida, por el ancho
de banda que tendrá el controlador, que nos limitará su acción sobre el circuito hasta
cierta frecuencia y a partir de dicha frecuencia de corte actuará la ESR del
condensador de filtrado, siendo la condición anterior de ESR ≤ Zο ( Jϖ )
fundamental para que el condensador actúe en el momento preciso.
Se han elegido para este proyecto dos condensadores de 820 µF electrolíticos
de muy baja impedancia en paralelo con 5 condensadores cerámicos multicapa de
3.3 µF para altas frecuencias, haciendo un total de 1656.5 µF.
CONDESADOR ELECTROLÍTICO DE MUY BAJA IMPEDANCIA.
PANASONIC
PARÁMETRO
SÍMBOLO
VALOR
Capacidad
Co
820 µF
Tensión
Vco
63 V
Rizado de Corriente
Ico
2.670 mA
Impedancia (a 100KHz)
Rco
0.043 Ω
Tabla 3.11..Tabla condensador electrolítico del filtro de salida.
CONDENSADORES CERÁMICO MULTICAPA. SIEMENS
PARÁMETRO
SÍMBOLO
VALOR
Capacidad
Co1
3.3 µF x 5
Tensión
Vco1
63 V
Tabla 3.12..Tabla condensador cerámico multicapa del filtro de salida.
________________________________________________________________________
41
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.2.- Etapa de Modulación y Circuito Driver
Inicialmente se debe de elegir el modulador de la señal o generador de pulsos
PWM. Para ello debemos fijarnos en la gama de frecuencias que nos ofrece y el tipo
de control que soporta. En nuestro caso es un control por tensión y debe trabajar a
100 KHz. Para dicho propósito se ha elegido el SG3524 de ‘STMicroelectronics’.
Para su configuración se debe diseñar un condensador y una resistencia
basada en la siguiente fórmula:
f =
1.18
RC
(E. 3.10)
Para situar nuestra frecuencia a 100 KHz tomaremos los valores de un
condensador de 4.7 nF y una resistencia de 2510.6 Ω. Para conseguir esta
resistencia situaremos un potenciómetro de 10 ΚΩ en el terminal RT del integrado.
La configuración de dicho C.I. esta diseñada en la siguiente figura 3.3.
Figura 3.3..Configuración circuito PWM.
________________________________________________________________________
42
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Para el circuito driver se ha optado por el IR2110 de International Rectifier,
las razones de esta elección se citan en la ‘Memoria Descriptiva’. En este apartado
se explica el proceso para la obtención del condensador de boostrap y de su diodo.
El diodo utilizado es el 1N4148 por su bajo coste y su rapidez ‘fast switching
diode’.
El condensador se selecciona mediante la siguiente fórmula:
Qrr = trr ·
C BS =
I FSM
1A
= 4ns· ⇒ 2 nC
2
2
QG + Qrr
≅ 200 nF
VBS1 − VBS 2
(E. 3.11)
(E. 3.12)
QG = 200 nC, carga de puerta transferida durante la activación(STP75NE75).
VBS1 = 12 V, tensión del condensador de boostrap justo después del refresco.
VBS 2 = 11 V, tensión del condensador de boostrap inmediatamente después de
la activación.
Figura 3.4..Configuración circuito driver
________________________________________________________________________
43
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Las resistencias R9 y R10 son atenuar el ruido de las transiciones de la señal
de salida, para ello deben de ser de un valor pequeño para no atenuar demasiado la
señal, del orden de 8 y 12 ohmios.
El diodo DZ2 y la resistencia en paralelo R8 sirven para acabar de adaptar la
señal a las exigencias del Mosfet. En este caso se ha optado por un zener de 15 V, lo
cual indica que no podrá ser superior a este margen.
El diodo D3 MBR360 es un elemento de protección del Driver en el caso de
un retorno.
________________________________________________________________________
44
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.3.- Lazo de Control
Para la obtención de los componentes del lazo de control, previamente se
deben analizar los bloques que se pretenden utilizar en este proyecto así como el
porque de su elección.
La función de transferencia a desarrollar es la siguiente:
K ( s) = 1,4849 ⋅10 7 ⋅
(
(s + 4308,1) ⋅ (s + 1315,0)
)(
s ⋅ s + 1,8173 ⋅10 5 ⋅ s + 4,5859 ⋅10 5
)
(E. 3.13)
La utilización del control de realimentación del error permite atenuar las
variaciones producidas tanto por la tensión de entrada como por la carga. Este error
quedará multiplicado por la anterior función de transferencia y nos proporcionará el
ciclo de trabajo adecuado para volver a la tensión de salida deseada.
Análisis de las células:
El primer conjunto a analizar es el amplificador de error unido a la siguiente
figura:
Figura 3.5.. Primera red compensadora.
Esta primera red aporta un polo, un cero y un polo en el origen:
H ( s) = −
(1 + sR 2C1)
sR1(C1 + C 2)(1 + sR 2(C 2 // C1))
(E. 3.14)
________________________________________________________________________
45
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Si desarrollamos la fórmula para adaptarla a la expresión de nuestra función
de transferencia, tendremos que despejar las ‘s’, quedando de la siguiente forma:
(E. 3.15)
Ahora utilizaremos este conjunto como el amplificador de error y también
aplicaremos la función de transferencia que aporta. El resultado del análisis es el
siguiente:
Figura 3.6..Primera red compensadora y amplificadora de error
Vin − Vref Vref − Vo
Z2
=
⇒ Vo = Vref + (Vref − Vin )
Z1
Z2
Z1
Siendo
Z2
=
Z1
(1 R2C1 + s )
 C 2 + C1

sR1C 2
+ s
 C 2 * C1 * R 2

(E. 3.16)
:
(1 R2C1 + s )
 C 2 + C1

sR1C 2
+ s
 C 2 * C1 * R2

(E. 3.17)
________________________________________________________________________
46
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
El siguiente paso es aplicar un amplificador inversor en cascada para repartir la
ganancia en varios módulos.
Figura 3.7..Primera etapa conjunta con la segunda etapa.
En este análisis como en los posteriores, a la función que desarrolla a la
tensión de salida de la red la denominaré H(s)x. Cuando se termine de calcular la
nueva función se desarrollará como está definida cada H(s)x.
Siendo
Z 4 R4
=
Z 3 R3
H ( s )1 − Vref Vref − Vo
Z4
=
⇒ Vo = Vref + (Vref − H (s )1)
Z3
Z4
Z3
(E. 3.18)
(E. 3.19)
Vo = Vref + (Vin − Vref )
Z2 Z4
Z1 Z 3
(E. 3.20)
________________________________________________________________________
47
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Despejamos las
Z2
Z4
y
:
Z1
Z3
Vo = Vref + (Vin − Vref )
(1 R2C1 + s)
 R4 


 C 2 + C1
  R3 
+ s
sR1C 2
 C 2 * C1 * R 2

(E. 3.21)
Ahora viene la parte final del análisis esquemático. Nos falta colocar un polo y
un cero más y ya se podrá implementar la función de transferencia. Para ello se ha
optado por la siguiente red de compensación:
Figura 3.8..Segunda red de compensación.
H ( s) = −
R6 (1 + R5C 3s )
R5 (1 + R6C 4 s )
(E. 3.22)
Se debe desarrollar la función de transferencia como se hizo anteriormente,
para que se pueda trabajar con la función de este proyecto.
(E. 3.23)
________________________________________________________________________
48
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
(
(
1
Z 6 C 3 R5C 3 + s
Siendo
=
Z5 C4 1
+s
R6C 4
)
)
Se acoplará al conjunto anterior y se añadirá la tensión de referencia al
terminal no inversor. El resultado es el siguiente:
Figura 3.9. .Conjunto de las tres etapas.
Como en el caso anterior, se analiza a partir de donde indica la flecha, porque
el tramo anterior ya esta analizado y lo denominamos como señaliza la figura
anterior.
H ( s )2 − Vref Vref − Vo
Z6
=
⇒ Vo = Vref + (Vref − H (s )2 )
Z5
Z6
Z5
(E. 3.24)
________________________________________________________________________
49
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Z2 Z4 Z6
Z1 Z 3 Z 5
(1 R2C1 + s )
(
(
1
 R 4  C 3 R5C 3 + s


 C 2 + C1
 R3  C 4 1
+s
sR1C 2
+ s 
R6C 4
 C 2 * C1 * R2

)
)
(E. 3.25)
Cálculo de los componentes:
Ya realizado el primer paso de la implementación de la función de
transferencia, llega el paso de calcular los componentes que representan las
impedancias del cálculo anterior.
Para implementar la ganancia de la función de transferencia hay que tener en
cuenta dos aspectos importantes:
- El primero hace referencia al divisor utilizado para adaptar la tensión de
salida del convertidor y igualarla a la de referencia (1.8), ya que el error que se
pueda producir a la salida quedará multiplicado por la constante del divisor y esto
hará que se tenga un valor de la ganancia del amplificador de error inferior al real.
- El segundo punto hace referencia al rango de tensión de la etapa de
modulación (PWM), ya que el valor de la ganancia hace referencia a un rango de
variación de la tensión de control del PWM de 1 V, en cambio, el rango de
variación de la etapa de modulación es de 3.1 V. Por lo cual habrá que multiplicar
este rango por la ganancia de la función de transferencia.
________________________________________________________________________
50
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
En conclusión la ganancia quedará modificada de la siguiente forma:
G' = G
∆PWM
3.1
= 1,4849 ⋅ 10 7
= 358025888.9
1.8
K DIVISOR
14
(E. 3.26)
Para diseñar el amplificador de error debemos calcular los dos divisores de
tensión, uno para la señal de la salida de un valor de 14 V, y la señal de referencia
para nuestro control, que se obtendrá de la señal de alimentación de los
operacionales o lo que es lo mismo la señal de referencia del generador PWM de
5 V.
Como la señal de referencia será el valor que gobierne nuestro control, se
regulará con un potenciómetro en serie con el divisor, de esta forma se podrá
regular manualmente este ajuste.
Vref ' = Vref
Vin' = Vin
R2
R 2 + R1
R4
R 4 + R3
(E. 3.27)
(E. 3.28)
Sustituyendo Vref’=1.8 V que será nuestra señal de referencia del control,
Vref=5 V , Vin’=1.8 V, Vin=14 V y prefijando las resistencias R2 y R4 a un valor
determinado que se pueda implementar comercialmente, el resultado es el siguiente:
1.8V = 5V
1K 8Ω
⇒ R1 = 3K 2Ω
1K 8Ω + R1
1.8V = 14V
2 K 7Ω
⇒ R3 = 18 K 3Ω
2 K 7 Ω + R3
________________________________________________________________________
51
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
La resistencia de 3.2 KΩ se puede implementar con una resistencia de
3.3 KΩ y ajustar con el potenciómetro antes mencionado para el ajuste manual de la
señal de control.
La otra resistencia R3, se puede implementar comercialmente por una
resistencia de 18 KΩ en serie con otras dos resistencias de 150 Ω. Pero para mayor
precisión se ha implementado como en el terminal de la Vref pero con la diferencia
que se ha optado por aplicar directamente el potenciómetro de 100 KΩ, el resultado
práctico es más aproximado que con la implementación de resistencias en serie.
Vref
Vin
R13
3k3
P3
18K3
P2
Vin'
Vref'
R14
R15
1k8
0
2k7
0
Figura 3.10..Configuración de los dos divisores de tensión.
Ahora hay que determinar el valor de los polos y zeros de esta primera etapa.
H ( s) =
s+
(1 R2C1 + s )
 C 2 + C1

sR1C 2
+ s
 C 2 * C1 * R2

1
1
= 4308.1 ⇒ R6 =
R 2C1
C1 * 4308.1
(E. 3.29)
(E. 3.30)
Sustituyo C2 por 34nF y R6 en la siguiente igualación:
C 2 + C1
34nF + C1
= 1,8173 *10 ⇒ 1,8173 * 10 5 =
34nF * C1
C 2 * C1 * R6
C1 * 4308,1
C1 = 1410nF
s+
(E. 3.31)
R6 = 165,77Ω
________________________________________________________________________
52
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Finalmente el resultado de cada componente del polo y el zero de la primera
etapa queda determinado por los siguientes valores comerciales:
R 6 = 165Ω ⇒ 330Ω // 300Ω
C1 = 1410nF ⇒ 470nF * 3
C 2 = 34nF ⇒ 33nF + 1nF
El cálculo de la ganancia de esta etapa y de la ganancia de las posteriores
etapas se realizará al final de este punto.
Nos queda calcular el polo y el zero de la última etapa.
H ( s) =
(
(
1
C 3 R5C 3 + s
C4 1
+s
R6C 4
)
)
(E. 3.32)
Suponiendo unas resistencias de 1 KΩ para R5 y de 220 Ω para R6:
s+
1
= 1350 ⇒ C 3 = 740,74nF
R5C 3
(E. 3.33)
s+
1
= 4,5958 * 10 5 ⇒ C 4 = 9.9nF
R6C 4
(E. 3.34)
Haciendo las aproximaciones necesarias se obtienen los siguientes valores
comerciales:
C 3 = 740nF ⇒ 150nF * 2 + 220nF * 2
C 4 = 9.9nF ⇒ 10nF
________________________________________________________________________
53
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Ahora se puede calcular la tercera parte de la ganancia que se determina por la
siguiente ecuación:
G3 =
C3
C4
G3 =
740nF
= 74
10nF
(E. 3.35)
Resta determinar cual será la ganancia en la primera y segunda etapa
,aportando esta última la ganancia que falta para completar el total.
Primero determinaremos la de la primera etapa. Se ha optado por aplicar una
ganancia muy elevada, pero no sobrepasando el límite del producto ganancia y
ancho de banda del operacional que se sitúa sobre 2.2 MHz. Siendo esta
aproximadamente de 245000. Para ello se ha elegido la resistencia R1 por la
siguiente ecuación:
G1 =
1
1
⇒ 245000 =
⇒ R1 ≈ 120Ω
R1 * C 2
R1 * 34nF
(E. 3.36)
Solamente falta encontrar la ganancia que falta para determinar los valores de
las resistencias de la segunda etapa.
1
R4 C3
⇒
R1 * C 2 R3 C 4
1
R 4 740nF
⇒
3,580258889 *10 8 =
120Ω * 34nF R3 10nF
R4
= 18.2 ≈ 18
R3
G ' = G1 * G 2 * G3 ⇒
(E. 3.37)
Definiendo R4 por 18 KΩ:
R3 = R 4 / 18 = 18 KΩ / 18 ⇒ R3 = 1KΩ
(E. 3.38)
________________________________________________________________________
54
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Solo falta identificar los componentes antes calculados con la nomenclatura
con la que se identificarán en los planos y su valor comercial. La figura muestra el
diseño final, identificando el circuito integrado TLC2274 que implementa los
operacionales de la etapa de control.
Figura 3.11.. Configuración final de la etapa de control.
A continuación se redacta una tabla identificando los elementos que
componen esta etapa y los nombres teóricos con los que se muestran en este
esquema.
________________________________________________________________________
55
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
TEÓRICO
R1= 120 Ω
R2= 165 Ω
R3= 1 KΩ
R4= 18 KΩ
R5= 1 KΩ
R6= 220 KΩ
FINAL
R16= 120 Ω
TEÓRICO
-
FINAL
C28=3.3 uF
C25= 470 nF+
R17=330 Ω//
C1= 1410 nF C26= 470 nF+
R18= 330 Ω
C27= 470 nF
C23= 33 nF+
C2= 34 nF
R19= 1 KΩ
C24= 1 nF
C29= 150 nF+
C30= 150 nF+
R20= 18 KΩ C3= 740 nF
C31= 220 nF+
C32= 220 nF
C4= 10 nF
C33= 10 nF
R21= 1 KΩ
R13= 3.3 KΩ
P2= 500 Ω
R14= 1.8 KΩ
P3= 100 KΩ
D5=1N4148
R15= 2.7 KΩ
R22= 220 Ω
Tabla 3.13. .Tabla de conversión del nombre teórico al implementado final.
El valor ‘TEÓRICO’ es la nomenclatura de la parte del cálculo teórico y el
valor ‘FINAL’ pertenece a la nomenclatura de los planos del montaje final.
________________________________________________________________________
56
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.4.- Cálculo de los Disipadores
3.4.1.- Diodo MBR2060CT
Primero se debe hacer el cálculo de la potencia disipada estimada por el
diodo, para ello se deberá conocer la caída máxima entre el ánodo y el cátodo, la
corriente que pasará y el ciclo de trabajo.
Pdiodo (on) = I * VF * (1 − D) = 7,5 A * 0.85V * (1 − 0.33) = 4.25 W (E. 3.39)
Según el fabricante durante la conmutación la potencia disipada responde a la
siguiente fórmula:
Pdiodo( sw) = 0.13 * Pdiodo(on) = 0.13 * 4.24W = 0.55 W
(E. 3.40)
La potencia total disipada por el diodo es de:
Pdiodo = 4.8 W
Según el fabricante la resistencia interna del diodo es de 2 K/W. Con el ciclo
de trabajo correspondiente el resultado es
R j −c = 0.66 * 2º C / W = 1.33 ºC/W
(E. 3.41)
Siendo R j −c la resistencia máxima térmica de la unión - cápsula.
Considerando una temperatura ambiente de trabajo de 50 ºC :
∆T = Top − Tamb = 150º C − 50º C = 100 ºC
RthTOT =
∆T
100º C
=
= 20.83 ºC/W
Pdiodo 4.8W
RthTOT = R j −c + Rc − d + Rd − a
(E. 3.42)
(E. 3.43)
(E. 3.44)
Rd − a = 20.83º C / W − (1.33º C / W ) = 19.5 ºC/W
Siendo:
Top
temperatura de trabajo de la unión.
Tamb temperatura ambiente.
RthTOT resistencia térmica total.
Rd − a
Rc − d
resistencia térmica del disipador.
resistencia térmica cápsula – disipador.
________________________________________________________________________
57
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.4.2.- Darlington BDX33C
Para realizar el cálculo del disipador se tiene que conocer previamente el
consumo de todos los elementos que van a estar alimentados por él. Tenemos el
Driver IR2110, el PWM SG3524, el regulador de tensión LM723 y los
amplificadores operacionales para realizar el control TLC2274.
Potencia consumida por los integrados:
PIR 2110 = 1.6W +
PSG 3524 = 1W +
PLM 723 = 1W +
(E. 3.45)
PTLC 2274 = 1.150W ⇒ 4.75W
Vamos a considerar un total de 10 W, que representaría una situación
extrema. Como ya se ha visto para el cálculo del disipador del diodo schottky, se
debe tener en cuenta la resistencia total térmica, así como la potencia total
consumida y la variación de temperatura.
Para el siguiente diseño de disipador se sigue teniendo en cuenta la
temperatura ambiente de 50 ºC.
Datos del BDX33C:
T j − max = Top = 150º C
Pmáx = 70W
R j −c = 1,78º C / W
Cálculo de la Rd −a :
∆T = Top − Tamb = 150º C − 50º C = 100 ºC
RthTOT =
∆T 100º C
=
= 10 ºC/W
10W
PTOT
Rd −a = 10º C / W − (1.78º C / W ) = 8.22 ºC/W
________________________________________________________________________
58
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.4.3.- Mosfet STP75NE75
Las pérdidas de potencia producidas en el mosfet vienen dadas por la
siguiente fórmula:
Ploss = Pconduction + Pswitching + Pdrive + Poutput
 Qgd
Ploss = Irms 2 * Rds (on) +  I *
* Vin *
ig

(
 Qgs 2
+  I *
* Vin *
ig

)

f 


 Qoss

f  + (Qg * Vg * f ) + 
* Vin * f 
 2


(E. 3.46)
(E. 3.47)
Siendo:
Vg = 14V ;
f = 100000 Hz;
Vin = 58V en el peor de los casos;
ig = 1,4 A;
I = 6,37 A * 1,5 A = 7,87 A;
Irms = Idc 2 + Ipp 2 = 6,37 A 2 + 1,5 A 2 = 6,54 A;
Rds (on) = 0.013Ω;
∆Coss = Coss + ∆Vin ⇒ Qoss = 850 * 10 −12 * 58 = 49,3 *10 −9 C ;
Qgd = 62 * 10 −9 C ;
Qg = 200 * 10 −9 C ;
Qgs 2 = 30 *10 −9 C .
Sustituyendo se obtiene el siguiente resultado:


62 *10 −9
Ploss = (42,83 A * 0.013Ω ) +  7,87 A *
* 58V * 100000 Hz 
1,4 A


−9


30 *10
+  7,87 A *
* 58V * 100000 Hz  + 200 * 10 −9 * 14V * 100000 Hz
1,4 A


(
)
 49,3 * 10 −9

+ 
* 58V *100000 Hz  = 3.98 W
2


________________________________________________________________________
59
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
Si seguimos los mismos pasos como en el cálculo del diodo y del darlington
se obtiene la siguiente Rd − a :
Según el fabricante la resistencia térmica del transistor STP75NE75 es de
0,95 ºC/W, multiplicándola por el ciclo de trabajo al que trabaja el mosfet a una
frecuencia de 100 KHz:
R j −c = 0.33 * 0.95º C / W = 0.31 ºC/W
∆T = Top − Tamb = 150º C − 50º C = 100 ºC
RthTOT =
∆T 100º C
=
= 25.13 ºC/W
PTOT 3.98W
Rd −a = 25.13º C / W − (0.31º C / W ) = 24.81 ºC/W
Resumen:
Finalmente se calcula la potencia que debe disipar el refrigerador, siendo esta
la suma de las potencias de cada uno de estos componentes:
PTOTAL = 10W + 4.25W + 3.98W = 18.23 W
(E. 3.48)
Se ha optado por un disipador de 1,2 ºC/W para todos los componentes de este
apartado. Para el segundo darlington, que pertenece a la etapa del regulador de linea
LM723, también se conectará a este disipador, de tal manera que nos evitamos
futuros problemas de disipación, pero hay que tener en cuenta que el primer
darlington es el que soporta mayor calentamiento.
En el apartado de ‘Anexos’ aparece la información del fabricante sobre este
tipo de disipador.
________________________________________________________________________
60
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
3.5.- Influencia de las Pérdidas
En este apartado se cita un resumen de la influencias de las pérdidas en los
componentes utilizados para la implementación de este proyecto y las soluciones
adoptadas.
Se enumerarán siguiendo un orden de etapas, empezando por el bloque de
modulación, driver y planta y acabando por el control.
a) En la etapa de modulación es posiblemente la etapa con menos pérdidas, y
por lo cual la que menos afectará en este aspecto a nuestra señal de salida.
Solamente destacar la precisión del potenciómetro para determinar la
frecuencia a la que se trabaja, ya que su alteración también afectará a la
salida de la planta.
b) El Driver es una etapa delicada, ya que se debe adaptar bien la señal para
atacar correctamente al mosfet. Este tipo de driver tiene dos salidas y puede
atacar tanto a mosfets con configuración elevadora como reductora ( referido
o no a masa ), pero necesita una pequeña circuitería externa para el disparo
del mosfet ( ‘boostrap’ ). Aquí es donde llega la influencia de pérdidas, ya
que la señal obtenida tiene un rizado considerable en las transiciones, se debe
poner en serie con la señal de disparo unas resistencias de bajo valor óhmico,
con tal de atenuar este rizado, pero también atenuará la señal, se debe
diseñar bien la circuitería exterior y las resistencias para poder obtener un
buen disparo. Este punto afectará al cien por cien a la señal de salida del
circuito.
c) La planta es el bloque con más pérdidas y con mayor influencia. Empezando
por los condensadores electrolíticos que tenemos en los filtros de entrada y
salida, por la influencia de su comportamiento en alta frecuencia ,su ESR y
ESL. Para estas pérdidas se ha recurrido a condensadores electrolíticos de
muy baja impedancia y de elevada capacidad , de este modo se atenuarán lo
máximo posible.
Otro elemento a tener en cuenta es el mosfet y su resistencia interna de
Rds(on), para atenuar este efecto se debe elegir un mosfet con una resistencia
lo más baja posible y que al mismo tiempo cumpla las exigencias del
proyecto, como la intensidad y tensión máxima que debe soportar.
________________________________________________________________________
61
Memoria de Cálculo
_________________________________________________________________________
En el diodo schottky se debe tener en cuenta la caída de tensión que aporta.
Siguiendo el mismo criterio como en la elección del mosfet, se debe
seleccionar teniendo en cuenta las exigencias del proyecto y reduciendo al
máximo este aspecto.
Las bobinas de ambos filtros también aportan algo de pérdidas por la
resistencia que aportan al circuito, siendo una influencia que no se puede
manipular.
En la planta no se remarca ninguna influencia más.
d) En la etapa de control la influencia de pérdidas es mínima ya que son
componentes que trabajan a tensiones e intensidades muy pequeñas en
comparación con el resto de bloques.
El aspecto más importante y que se debe erradicar para obtener un buen
control es la influencia de las tolerancias de las resistencias y condensadores,
ya que esta variación nos afectará en dos puntos claves para la
implementación del control.
El primer punto es la conversión de las tensiones de entrada a la tensión de
referencia. Teóricamente se puede elegir el valor de las resistencias pero su
tolerancia nos hará variar la tensión de referencia estimada. Para solucionar
este aspecto se coloca un potenciómetro serie con el terminal constante ya
que es el será el que impondrá cual debe de ser la tensión de referencia. Lo
mismo sucede cuando implementamos el divisor de tensión que reduce la
tensión de salida del convertidor a la de referencia. Sino se aproxima, se
obtendrá un error diferente al calculado y pueden aparecer problemas con el
ciclo de trabajo.
El segundo aspecto es la colocación de los polos y los zeros ya que la
tolerancia de los componentes nos desviará el resultado del cálculo teórico.
En este punto solamente se puede aproximar al valor teórico mediante la
elección de condensadores y resistencias de bajo porcentaje de tolerancia.
________________________________________________________________________
62
Mediciones
_________________________________________________________________________
4. MEDICIONES
________________________________________________________________________
63
Mediciones
_________________________________________________________________________
ÍNDICE MEDICIONES
4.1.
4.2.
4.3.
4.4.
4.6.
Aspectos Generales............................................................................... 65
Rendimiento.......................................................................................... 66
Rizados.................................................................................................. 67
4.3.1. Intensidad de L2.......................................................................... 67
4.3.2. Intensidad de Entrada..................................................................69
4.3.3. Tensión de Salida........................................................................ 70
Respuesta a Perturbación de Carga....................................................... 73
4.4.1. Perturbación de 0.7 A – 1.4 A (50%)..........................................74
Otras Mediciones...................................................................................80
________________________________________________________________________
64
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.1.- Aspectos Generales
Las medidas que se presentan a continuación son para contrastar los
resultados teóricos y justificar las posibles diferencias con el resultado esperado.
Las mediciones se han realizado con una fuente de 30 V en serie con una
batería de 12 V, suministrando 4.5 A desde la fuente. Todas las mediciones se han
realizado con el control conectado a la planta, para ver el comportamiento conjunto
de ambas etapas.
Se ha utilizado un osciloscopio digital capturador de imágenes de dos
canales. El sensado de corriente se ha realizado con una sonda de corriente
conectada directamente al osciloscopio.
Para realizar la perturbación de carga se ha utilizado una carga activa en
modo corriente, de tal forma que absorbiendo la corriente nominal de salida ( En
nuestro caso de 1.4 A , ya que es el coeficiente de los 14 V de salida y resistencia
nominal de 10 Ω ) , nos debe de dar los 14 V de salida. Las perturbaciones se
realizaban mediante una segunda intensidad de transición y una frecuencia de
oscilación entre ambos valores. La carga activa soporta hasta 300 W y puede
representar márgenes de intensidad adecuados a las pruebas de este proyecto.
Las mediciones se realizaron en un principio con la resistencia de carga de
10 Ω, pero vistos los resultados aplicando la carga activa y las prestaciones que
presenta, se ha estimado que las mediciones mostradas en este documento se
tomasen con la carga activa.
________________________________________________________________________
65
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.2.- Rendimiento
Para realizar la medición y el posterior cálculo del rendimiento se ha seguido
la siguiente pauta:
1. Obtener la potencia de entrada mediante la tensión de entrada y el
sensado de corriente de la entrada.
2. Obtener la potencia de salida con el valor de tensión de salida y la carga
aplicada.
3. Aproximar el rendimiento mediante la siguiente fórmula:
η=
Pout
x100[%]
Pin
Tensión de Entrada
Intensidad de Entrada
Tensión de Salida
Intensidad de Salida
(E. 4.1)
RENDIMIENTO NOMINAL
Vin
Iin
Vo
Io
42 V
0.52 A
14.5 V
1.4 A
Tabla 4.1..Tabla rendimiento nominal
Dados los valores de la tabla anterior procedemos a la obtención del
rendimiento nominal bajo las condiciones antes mencionadas en el punto 4.1.
η=
Pout Vo * Io
14.5 * 1.4 A
20.3W
=
=
=
x100[%] = 92.94%
Pin Vin * Iin 42V * 0.52 A 21.84W
________________________________________________________________________
66
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.3.- Rizados
4.3.1.- Intensidad de Bobina de Salida
En la siguiente figura se muestra al intensidad de la bobina del filtro de
salida, y como se puede esperar de forma triangular.
Figura 4.1. Gráfica de la intensidad de la bobina de salida.
En la figura se puede observar un rizado aproximado de 620 mA, bastante
inferior al esperado de unos 1500 mA teóricos. El valor de la intensidad varia según
la carga con la que se este realizando la medida, en este caso se ha realizado la
medición de el rizado con una carga de 10 Ω (la nominal) y se aproxima a 1.56 A .
Pero como ya he mencionado, la magnitud de la intensidad dependerá directamente
de la carga aplicada a la planta.
________________________________________________________________________
67
Mediciones
_________________________________________________________________________
Como se puede observar el tiempo de subida de la señal es proporcional al
33% del periodo total de la señal, perteneciente a la intensidad del interruptor. Y el
tiempo de bajada corresponde al 66% (aproximadamente), en este caso ,
perteneciente al diodo schottky.
Para mayor entendimiento , nos podemos fijar en la siguiente gráfica que
pertenece a la intensidad del interruptor, que atiende al 33% de tiempo del periodo
total.
Figura 4.2. Gráfica de la intensidad del interruptor.
________________________________________________________________________
68
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.3.2.- Intensidad de Entrada
El rizado de la intensidad de entrada se ha tomado entre el condensador de
desacoplo de entrada y la bobina L1. El resultado es el siguiente:
Figura 4.3. Gráfica del rizado de la Intensidad de Entrada.
Como se puede observar el resultado es aproximadamente de unos 55 mA,
siendo muy inferior al esperado. La justificación del resultado se debe por la calidad
de los condensadores aplicados en el filtro de entrada. De esta forma se ha reducido
con creces el rizado estimado.
________________________________________________________________________
69
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.3.2.- Tensión de Salida
Para esta medida se ha optado por ver el comportamiento de circuito en los
valores críticos y nominal, tanto de la tensión de entrada como en la carga.
Se han dividido las mediciones según la tensión de entrada (32 V ,42 V y 48
V). A partir de cada tensión se ha tomado la medida con diferentes cargas a la salida
(20 Ω, 10 Ω, 2.2 Ω). Como resultado se han tomado un total de nueve mediciones
del rizado de la tensión de salida.
En cada medición se ha tomado una imagen del rizado y otra de la tensión de
pico a pico producida en las conmutaciones del sistema.
Dichas conmutaciones son el producto de la señal que procede de la salida
del driver, la que atacará al mosfet. Como ya se ha citado con anterioridad, aparece
un pequeño ruido en los flancos de subida y bajada y para atenuarlos se aplican unas
resistencias de bajo valor óhmico en serie, aún así, dicho ruido pasa por el mosfet y
este afecta en las conmutaciones de la señal de salida.
A continuación se muestran tres de las nueve mediciones tomadas en el
laboratorio. Se ha optado por exponer los casos más extremos y el nominal.
Figura 4.4. Rizado de la Tensión de Salida con una entrada de 32 V y una carga de 20 Ω.
Esta medición corresponde a una entrada de 32 V y una carga de 20 Ω. En la
imagen se puede apreciar un rizado aproximado de 78 mV y unos picos de tensión
de 848 mV.
________________________________________________________________________
70
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.5. Rizado de la Tensión de Salida con una entrada de 42 V y una carga de 10 Ω.
En este caso la medición corresponde a la entrada nominal y la carga nominal
( 42 V y 10 Ω). El rizado en este caso se aproxima a unos 87 mV con unos picos de
tensión de 1.4 V.
Figura 4.5. Rizado de la Tensión de Salida con una entrada de 48 V y una carga de 2.2 Ω.
________________________________________________________________________
71
Mediciones
_________________________________________________________________________
Para finalizar, se muestra la medición que responde a una entrada de 48 V y
una carga de 2.2 Ω. Es el caso más extremo que se puede aplicar a la planta de este
proyecto. El la figura se observa un rizado aproximado de unos 188 mV y una
tensión de pico de 1.86 V.
Como conclusión, se puede ver que la respuesta del circuito en los límites
tanto de carga como de tensión de entrada, es proporcional a la disminución de
carga (aumento de la intensidad de salida) y al aumento de tensión de entrada.
El resultado del rizado de salida para unos valores nominales, es inferior al
estimado teóricamente de unos 116mV, siendo este de unos 87 mV.
________________________________________________________________________
72
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.4.- Respuesta a Perturbación de Carga
Para realizar la respuesta del circuito a la perturbación de carga, utilizaremos
la carga activa en modo corriente, con un valor de intensidad nominal y otro
transitorio, se aplicará una determinada frecuencia y se conectará en modo ‘Tran’
(transitorio).
En este apartado se han realizado múltiples mediciones, desde un 50% hasta
un 393% de carga, y para los tres tensiones de entrada aplicadas para el rizado de
salida ( 32 V , 42 V y 48 V). Pero como sucedía en el apartado anterior, las
mediciones realizadas son excesivas para colocarlas en este documento, por tal
motivo, se han seleccionado las más representativas, al 50%, 100% y 393% de
perturbación de carga.
Las primeras figuras de cada apartado corresponde a las mediciones tomadas
en el laboratorio con el osciloscopio digital capturador de imágenes de dos canales,
y las siguientes figuras corresponden a la simulación por ‘Matlab’.
________________________________________________________________________
73
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.4.1.- Perturbación de 0.7 A – 1.4 A ( 50% )
Figura 4.6a. Respuesta para una Perturbación de 0.7 A - 1.4 A de Carga.
Se puede observar como el eje del tiempo corresponde con el resultado
obtenido con la simulación, aproximadamente de unos 2 ms.
La amplitud de la señal también se asemeja bastante, pero hay que tener en
cuenta que la carga activa crea la perturbación con un margen de error bastante
amplio, por este motivo, el resultado práctico tiene una amplitud algo mayor que la
simulación. Otro aspecto importante en esta variación, erradica en al tolerancia de
los componentes de la etapa de control, ya que da una aproximación del valor de los
polos, zeros y ganancia de la función de transferencia.
A continuación (como en el resto de mediciones de perturbación de carga), se
añaden las figuras del conjunto de ambas gráficas.
________________________________________________________________________
74
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.6b. Respuesta para una Perturbación de 0.7 A - 1.4 A de Carga.
________________________________________________________________________
75
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.7a. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 2.8 A de Carga.
En este caso, el tiempo es algo mayor que la perturbación del 50% de carga,
debido al aumento de la amplitud.
La diferencia erradica en la ganancia, que es el doble de la anterior, ya que se
esta aplicando una perturbación del 100% en vez del 50% de la carga. Se aproxima
a 200 mV.
________________________________________________________________________
76
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.7b. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 2.8 A de Carga.
________________________________________________________________________
77
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.8a. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 5.5 A de Carga.
Finalmente se realiza una medición extrema, sometiéndolo a una
perturbación cercana al 400% de la carga. En el resultado se observa que el
crecimiento de la amplitud de la señal es considerable.
El tiempo de respuesta debe ser mayor ya que la amplitud a crecido
considerablemente, se puede comprobar en ambas figuras ( simulada y medida )
como el tiempo se aproxima a los 3 ms.
________________________________________________________________________
78
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.8b. Respuesta para una Perturbación de 1.4 A – 5.5 A de Carga.
________________________________________________________________________
79
Mediciones
_________________________________________________________________________
4.5.- Otras mediciones
En este apartado se aportan algunos de los resultados teóricos y simulados
realizados por software, para complementación de este documento.
Cuando se implemento teóricamente la función de transferencia del control,
se realizaron una serie de pruebas para poder confirmar el análisis teórico. Primero
se obtuvo el diagrama de Bode mediante ‘Matlab’ y después se simuló el circuito
mediante ‘Pspice’. Los resultados son los siguientes:
Figura 4.9. Diagrama de Bode la Función de Transferencia realizada mediante Matlab.
________________________________________________________________________
80
Mediciones
_________________________________________________________________________
Figura 4.10. Diagrama de Bode mediante Pspice.
Hay que fijarse en los ejes horizontales, porque en ‘Matlab’ utiliza divisores
de [rad/sec] y en ‘Pspice’ de [Hz] , por este motivo se debe añadir o substraer 2π en
uno de los diagramas, para que concuerden en el eje del tiempo.
Esta comprobación nos asegura, que la implementación de la función de
transferencia mediante la simulación del circuito por ‘Pspice’, cumple su misión.
________________________________________________________________________
81
Planos
_________________________________________________________________________
5. PLANOS
________________________________________________________________________
82
Planos
_________________________________________________________________________
ÍNDICE PLANOS
5.1.
5.2.
5.3.
5.4.
5.5.
5.6.
5.7.
5.8.
5.9.
5.10.
Lista de Componentes........................................................................... 84
Planta..................................................................................................... 86
Regulador de Tensión........................................................................... 87
Regulador PWM & Driver.................................................................... 88
Control................................................................................................... 89
General.................................................................................................. 90
Fotolito Planta....................................................................................... 91
Fotolito Control..................................................................................... 92
Imagen Planta........................................................................................ 93
Imagen Control...................................................................................... 94
________________________________________________________________________
83
Planos
_________________________________________________________________________
5.1.- Lista de Componentes
NOMBRE
R1
R2
R3
R4
R5
R6
R7
R8
R9
R10
R11
R12
R13
R14
R15
R16
R17
R18
R19
R20
R21
R22
Ro
P1
P2
P3
C1
C2
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
DESCRIPCIÓN
Resistencia 1K8 Ω 1 W
Resistencia 10 KΩ ¼ W
Resistencia 0.47 Ω 1 W
Resistencia 8K2 Ω 1/4 W
Resistencia 12 KΩ 1/4 W
Resistencia 10 Ω ¼ W
Resistencia 3K3 Ω ¼ W
Resistencia 10 Ω 150 W
Potenciómetro 10 KΩ
Potenciómetro 470 Ω
Condensador 10 uF electrolítico 63 V
Condensador 1uF electrolítico 100 V
Condensador 100 pF cerámico de lenteja
Condensador 4.7 nF película de poliéster
Condensador 100 nF cerámico multicapa
________________________________________________________________________
84
Planos
_________________________________________________________________________
NOMBRE
C11
C12
C13
C14
C15
C16
C17
C18
C19
C20
C21
C22
C23
C24
C25
C26
C27
C28
C29
C30
C31
C32
C33
D1
D2
D3
D4
D5
DZ1
DZ2
L1
L2
Q1
U1
U2
U3
U4
U5
U6
DESCRIPCIÓN
Condensador 3,3 uF cerámico multicapa
Condensador 100 uF electrolítico muy baja impedancia
Condensador 22 uF polipropileno
Condensador 33 nF película de poliéster
Condensador 1 nF de película de poliéster
Condensador 150 nF película metálica
Condensador 10 nF MKT
Diodo 1N4148
Diodo 1N4148
Diodo MBR360
Diodo MBR2060CT
Diodo 1N4148
Diodo zener 15 V
Diodo zener 15 V
Núcleo Kool Mµ 77120-A7 MAGNETICS r
Núcleo Kool Mµ 77206-A7 MAGNETICS r
Mosfet STP75NE75
Regulador tensión LM723
Regulador PWM SG3524
Driver IR2110
Amplificador Operacional TLC2274
Darlington BDX33C
Darlington BDX33C
________________________________________________________________________
85
Planos
_________________________________________________________________________
________________________________________________________________________
93
Planos
_________________________________________________________________________
________________________________________________________________________
94
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6. PRESUPUESTO
________________________________________________________________________
95
Presupuesto
_________________________________________________________________________
ÍNDICE PRESUPUESTO
6.1.
6.2.
6.3.
6.4.
Amidamientos....................................................................................... 97
Precios Unitarios......................................................................... ........101
Aplicación de Precios..........................................................................104
Resumen del Presupuesto....................................................................107
6.4.1. Presupuesto de Ejecución Material...........................................107
6.4.2. Presupuesto de Ejecución por Contrata.................................... 108
6.4.3. Presupuesto Global..............................................................................109
________________________________________________________________________
96
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6.1.- Amidamientos
NÚMERO
001
002
003
004
005
006
007
008
009
010
011
012
013
014
015
016
017
018
019
020
021
PLANTA
DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN
Darlington
BDX33C
Regulador PWM
SG3524
Regulador tensión
LM723
Driver IR2110
Mosfet
STP75NE75
Diodo zener 15 V
Diodo 1N4148
Diodo MBR360
Diodo
MBR2060CT
Resistencia 1K8 Ω
1W
Resistencia 3K3 Ω
1W
Resistencia 10 KΩ
¼W
Resistencia 0.47 Ω
1W
Resistencia
8K2 Ω 1/4 W
Resistencia
12 KΩ 1/4 W
Resistencia 1 KΩ
¼W
Resistencia
100 KΩ ¼ W
Resistencia 10 Ω ¼
W
Resistencia 0.10 Ω
4W
Resistencia
0.18 Ω 4 W
Resistencia 10 Ω
150 W
CANTIDAD
U5,U6
2
U2
1
U1
1
U3
1
Q1
1
DZ1,DZ2
D1,D2
D3
2
2
1
D4
1
R1
1
R2
1
R3
1
R4
1
R5
1
R6
1
R7
1
R8
1
R9,R10
2
R11
1
R12
1
Ro
1
________________________________________________________________________
97
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
022
023
024
025
026
027
028
029
030
031
032
033
034
035
DESCRIPCIÓN
DENOMINACIÓN
Condensador
C1
10 uF electrolítico
63 V
Condensador 1uF
C2,C3,C5,C6,C7
electrolítico 100 V
Condensador
4.7 nF película de
C8
poliéster
Condensador
100 pF cerámico
C4
de lenteja
Condensador
100 nF cerámico
C9,C10
multicapa
Condensador
22 uF
C13
polipropileno
Condensador
10 uF
C14
polipropileno
Condensador 1 uF
C15
polipropileno
Condensador
100 uF
C12
electrolítico muy
baja impedancia
Condensador
820 uF
C16,C17
electrolítico muy
baja impedancia
Condensador
C11,C18,C19,C20,C21,C22
3,3 uF cerámico
multicapa
Potenciómetro
P1
10 KΩ
Núcleo Kool Mµ
L2
77206-A7
MAGNETICS r
Núcleo Kool Mµ
L1
77120-A7
MAGNETICS r
CANTIDAD
1
5
1
1
2
1
1
1
1
2
5
1
2
1
________________________________________________________________________
98
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
036
037
038
039
040
041
042
043
044
045
046
047
NÚMERO
048
049
050
051
052
053
054
DESCRIPCIÓN
DENOMINACIÓN
Cable cobre
soldable diámetro
0.28 mm
PIRESOLD
Hilo para hacer
puentes
Cable rojo/ negro
de 2 mm para la
carga
Zócalo 16 pines
Zócalo 14 pines
Regleta de dos
contactos
Placa de baquelita
positiva de
100x160
Tornillos M3
(Patas PCB)
Tornillos
Tuercas
Disipador de calor
de 1,2 ºC/W
Fabricación
circuito impreso
16m
20cm
2
1
2
3
1
4
8
4
1
1
CONTROL
Diodo 1N4148
Amplificador
Operacional
TLC2274
Resistencia 3K3 Ω
¼W
Resistencia 1K8 Ω
¼W
Resistencia 2K7 Ω
¼W
Resistencia 120 Ω
¼W
Resistencia 330 Ω
¼W
CANTIDAD
CANTIDAD
D5
1
U4
1
R13
1
R14
1
R15
1
R16
1
R17, R18
2
________________________________________________________________________
99
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
055
056
057
058
059
060
061
062
063
064
065
066
067
068
069
070
071
072
073
Resistencia 1 KΩ
¼W
Resistencia 18 KΩ
¼W
Resistencia 220 Ω
¼W
Condensador 33 nF
película de
poliéster
Condensador 1 nF
de película de
poliéster
Condensador
470 nF película de
poliéster
Condensador
3,3 uF cerámico
multicapa
Condensador
220 nF película de
poliéster
Condensador
150 nF película
metálica
Condensador 10 nF
MKT
Potenciómetro
470 Ω
Potenciómetro
100 KΩ
Zócalo 14 pines
Regleta de dos
contactos
Placa de fibra de
vidrio positiva de
60x80
Tornillos M3
(Patas PCB)
Tornillos
Tuercas
Fabricación
circuito impreso
CANTIDAD
R19, R21
2
R20
1
R22
1
C23
1
C24
1
C25, C26, C27
3
C28
1
C29, C30
2
C31, C32
2
C33
1
P2
1
P3
1
1
4
1
4
4
4
1
________________________________________________________________________
100
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6.2.- Precios Unitarios
NÚMERO
001
002
003
004
005
006
007
008
009
010
011
012
013
014
015
016
017
018
019
020
021
022
023
024
025
026
027
028
029
030
031
032
033
034
PLANTA
DESCRIPCIÓN
Darlington BDX33C
Driver IR2110
Mosfet STP75NE75
Diodo zener 15 V
Diodo 1N4148
Diodo MBR360
Diodo MBR2060CT
Condensador 4.7 nF película de poliéster
Condensador 100 pF cerámico de lenteja
Condensador 100 uF electrolítico muy
baja impedancia
Condensador 820 uF electrolítico muy
baja impedancia
Núcleo Kool Mµ 77206-A7
MAGNETICS r
P.U.(Euros)
0.80
1.32
1.28
6.54
2.55
0.05
0.03
1.05
1.32
0.12
0.12
0.04
0.49
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
1.15
1.15
10.87
0.07
0.07
0.10
0.07
0.14
7.17
2.21
0.37
0.38
1.62
1.27
0.83
2.10
________________________________________________________________________
101
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
035
036
037
038
039
040
041
042
043
044
045
046
047
NÚMERO
048
049
050
051
052
053
054
055
056
057
058
059
060
061
062
063
064
065
066
067
DESCRIPCIÓN
MAGNETICS r
Cable cobre soldable diámetro 0.28 mm
PIRESOLD
Hilo para hacer puentes
Cable rojo/ negro de 2 mm para la carga
Zócalo 16 pines
Zócalo 14 pines
Regleta de dos contactos
Placa de baquelita positiva de 100x160
Tornillos M3 (Patas PCB)
Tornillos
Tuercas
Disipador de calor de 1,2 ºC/W
Fabricación circuito impreso
CONTROL
DESCRIPCIÓN
Diodo 1N4148
Amplificador Operacional TLC2274
Condensador 1 nF de película de
poliéster
Zócalo 14 pines
P.U.(Euros)
1.60
0.54
0.01
0.02
1.73
1.36
0.36
2.20
0.07
0.03
0.02
9.65
7
P.U.(Euros)
0.03
3.26
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.13
0.09
0.22
1.27
0.11
0.12
0.70
0.83
0.83
1.36
________________________________________________________________________
102
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
068
069
070
071
072
073
DESCRIPCIÓN
Placa de fibra de vidrio positiva de
60x80
Tornillos
Tuercas
P.U.(Euros)
0.36
1.50
0.07
0.03
0.02
7
________________________________________________________________________
103
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6.3.- Aplicación de Precios
NÚMERO
001
002
003
004
005
006
007
008
009
010
011
012
013
014
015
016
017
018
019
020
021
022
023
024
025
026
027
028
029
PLANTA
DESCRIPCIÓN
CANTIDAD P.U.(Euros) TOTAL
Darlington BDX33C
Driver IR2110
Mosfet STP75NE75
Diodo zener 15 V
Diodo 1N4148
Diodo MBR360
Diodo MBR2060CT
Condensador 10 uF
electrolítico 63 V
Condensador 1 uF electrolítico
100 V
Condensador 4.7 nF película
de poliéster
Condensador 100 pF cerámico
de lenteja
Condensador 100 nF cerámico
multicapa
Condensador 22 uF
polipropileno
Condensador 10 uF
polipropileno
Condensador 1 uF
polipropileno
2
1
1
1
1
2
2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
2
1
1
1
0.80
1.32
1.28
6.54
2.55
0.05
0.03
1.05
1.32
0.12
0.12
0.04
0.49
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
1.15
1.15
10.87
1.60
1.32
1.28
6.54
2.55
0.10
0.06
1.05
1.32
0.12
0.12
0.04
0.49
0.04
0.04
0.04
0.04
0.08
1.15
1.15
10.87
1
0.07
0.07
5
0.07
0.35
1
0.10
0.10
1
0.07
0.07
2
0.14
0.28
1
7.17
7.17
1
2.21
2.21
1
0.37
0.37
________________________________________________________________________
104
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
030
031
032
033
034
035
036
037
038
039
040
041
042
043
044
045
046
047
NÚMERO
048
049
050
051
052
053
054
DESCRIPCIÓN
Condensador 100 uF
electrolítico muy baja
impedancia
Condensador 820 uF
electrolítico muy baja
impedancia
Condensador 3,3 uF cerámico
multicapa
MAGNETICS r
MAGNETICS r
Cable cobre soldable diámetro
0.28 mm PIRESOLD
Hilo para hacer puentes
Cable rojo/ negro de 2 mm
para la carga
Zócalo 16 pines
Zócalo 14 pines
Placa de baquelita positiva de
100x160
Tornillos
Tuercas
Disipador de calor de 1,2
ºC/W
1
0.38
0.38
2
1.62
3.24
5
1.27
6.35
1
0.83
0.83
2
2.10
4.20
1
1.60
1.60
16m
0.54
0.54
20cm
0.01
0.01
2
0.02
0.04
1
2
3
1.73
1.36
0.36
1.73
2.72
1.08
1
2.20
2.20
4
8
4
0.07
0.03
0.02
0.28
0.24
0.08
1
9.65
9.65
1
7
7
CONTROL
DESCRIPCIÓN
Diodo 1N4148
Amplificador Operacional
TLC2274
1
0.03
0.03
1
3.26
3.26
1
1
1
1
2
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.04
0.08
________________________________________________________________________
105
Presupuesto
_________________________________________________________________________
NÚMERO
DESCRIPCIÓN
055
056
057
Condensador 33 nF película de
poliéster
Condensador 1 nF de película
de poliéster
Condensador 470 nF película
de poliéster
Condensador 3,3 uF cerámico
multicapa
de poliéster
metálica
Zócalo 14 pines
Placa de fibra de vidrio
positiva de 60x80
Tornillos
Tuercas
058
059
060
061
062
063
064
065
066
067
068
069
070
071
072
073
2
1
1
0.04
0.04
0.04
0.08
0.04
0.04
1
0.13
0.13
1
0.09
0.09
3
0.22
0.44
1
1.27
1.27
2
0.11
0.22
2
0.12
0.24
1
1
1
1
4
0.70
0.83
0.83
1.36
0.36
0.70
0.83
0.83
1.36
1.44
1
1.50
1.50
4
4
4
1
0.07
0.03
0.02
7
0.28
0.12
0.08
7
________________________________________________________________________
106
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6.4.- Resumen Presupuesto
6.4.1.- Presupuesto de Ejecución Material
NÚMERO
DENOMINACIÓN
1
IMPLEMENTACIÓN
CONVERTIDOR CC-CC
BUCK CON FILTRO DE
ENTRADA Y CONTROL
ROBUSTO DE LA
TENSIÓN DE SALIDA
TOTAL
1
103.01
103.01
103.01
El presupuesto de ejecución material asciende a CIENTO TRES EUROS
CON UN CÉNTIMO.
________________________________________________________________________
107
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6.4.2.- Presupuesto de Ejecución por Contrata
PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL
10% BENEFICIO INDUSTRIAL
15% GASTOS GENERALES
TOTAL
103.01
10.30
15.45
128.76
El presupuesto de ejecución por contrata asciende a CIENTO VEINTI
OCHO EUROS CON SETENTA Y SEIS CÉNTIMOS.
________________________________________________________________________
108
Presupuesto
_________________________________________________________________________
6.4.3.- Presupuesto Global
PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR
CONTRATA
16% I.V.A
TOTAL
128.76
20.60
149.36
El presupuesto global asciende a CIENTO CUARENTA Y NUEVE
EUROS CON TREINTA Y SEIS CÉNTIMOS.
________________________________________________________________________
109
Pliego de Condiciones
_________________________________________________________________________
7. PLIEGO DE CONDICIONES
_________________________________________________________________________
110
_________________________________________________________________________
ÍNDICE PLIEGO DE CONDICIONES
7.1. Disposiciones y Abarque del Pliego de Condiciones..........................112
7.1.1. Objetivo del Pliego....................................................................112
7.1.2. Descripción General del Montaje..............................................113
7.2. Condiciones de los Materiales.............................................................114
7.2.1. Especificaciones Eléctricas.......................................................114
7.2.1.1. Placas de Circuito Impreso...........................................114
7.2.1.2. Interconexión de Placas................................................114
7.2.1.3. Resistencias..................................................................114
7.2.1.4. Condensadores.............................................................115
7.2.1.5. Inductores.....................................................................117
7.2.1.6. Circuitos Integrados y Semiconductores......................117
7.2.1.7. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión...............118
7.2.2. Especificaciones Mecánicas......................................................118
7.3. Condiciones de la Ejecución...............................................................119
7.3.1. Encargo y Compra del Material................................................119
7.3.2. Construcción del Inductor.........................................................119
7.3.3. Fabricación del Circuito Impreso..............................................119
7.3.4. Soldadura de los Componentes.................................................120
7.4. Condiciones Facultativas.....................................................................121
7.5. Conclusiones.......................................................................................122
_________________________________________________________________________
111
_________________________________________________________________________
7.1.- Disposiciones y Abarque del Pliego de Condiciones
7.1.1.- Objetivo del Pliego
El presente proyecto pretende el estudio y montaje de una fuente conmutada
de clase reductora controlada por tensión.
La utilidad del proyecto se centra en posteriores estudios y no en un ámbito
industrial. Si se tuviera que aplicar en un futuro en un ambiente industrial se
deberían aplicar varias modificaciones, como por ejemplo, protecciones por
sobretensiones y cortocircuitos.
En caso de que aplicarse para cubrir una necesidad industrial se deberá seguir
el pliego de condiciones.
El pliego de condiciones define los siguientes aspectos:
-
Obras que componen el proyecto.
Características exigibles de los materiales y los componentes.
Detalles de la ejecución.
Programa de obras.
En caso de duda en la puesta marcha del proyecto, consultar con el proyectista.
_________________________________________________________________________
112
_________________________________________________________________________
7.1.2.- Descripción General del Montaje
Las diversas partes que componen el proyecto se redactan a continuación.
Quedando establecido este estricto orden, con la obligación de terminar la etapa
anterior antes de empezar la posterior.
1)
2)
3)
4)
5)
6)
7)
8)
9)
Encargo y compra de los componentes necesarios.
Construcción del inductor.
Fabricación de la placa del circuito impreso.
Montaje de los componentes a la placa fabricada previamente.
Montaje en caja (si es necesario) a cargo del director.
Ajuste y comprobación de los parámetros para el buen funcionamiento.
Puesta en marcha del equipo.
Controles de calidad. Fiabilidad.
Mantenimiento del equipo. Informando debidamente a las personas que en
un futuro estarán a cargo del equipo.
Todas estas partes que en su conjunto forman la obra, tendrán que ser
ejecutadas por montadores que se someterán a las normas de la comunidad
autónoma, país o bien comunidades internacionales tengan previstas para este tipo
de montajes, no haciéndose responsable el proyectista de los desperfectos
ocasionados por el incumplimiento.
_________________________________________________________________________
113
_________________________________________________________________________
7.2.- Condiciones de los materiales
En este apartado se explican las características técnicas exigibles a los
componentes presentes en la ejecución de la obra.
7.2.1.- Especificaciones Eléctricas
7.2.1.1.- Placas de Circuito Impreso
Todas las circuitos se realizaran sobre placas de fibra de vidrio de
sensibilidad positiva de diferentes medidas, utilizando una cara sencilla o doble
según el diseñó.
7.2.1.2.- Interconexión de Placas
Todas las placas se conectarán a través de cableado. Estos no deberán
cumplir ninguna condición especial, solamente se deberá tener en cuenta los
movimientos bruscos producidos por el usuario con tal de que no fallen las
conexiones.
7.2.1.3.- Resistencias
Es necesario conocer los extremos máximos y mínimos entre los que estarán
comprendidos las resistencias. La tolerancia marca estos valores que se expresan
normalmente como el porcentaje del valor de ohmios asignados teóricamente. Se
tendrá que expresar su tolerancia, añadiendo su valor nominal.
Existen resistencias con una gran precisión en el valor, lo que implica fijar
tolerancias muy bajas, se tendrá en cuenta que el precio aumenta considerablemente
y solamente serán necesarias en aplicaciones muy específicas; están normalmente
destinadas a usos generales las tolerancias estandarizadas de 5%, 10% y 20%.
Atendiendo a su valor óhmico y la tolerancia, se establece de forma estándar
una serie de valores, de forma que con ellos se pueda obtener toda la gama de
resistencias desde 1 ohmio hacia delante; estos valores son los siguientes:
E6:
1, 1.5, 2.2, 3.3, 4.7, 6.8
E12: 1, 1.2, 1.5, 1.8, 2.2, 2.7, 3.3, 3.9, 4.7, 5.6, 6.8, 8.2
E24: 1, 1.2, 1.3, 1.5, 1.6, 1.8, 2, 2.2, 2.4, 2.7, 3, 3.3, 3.6, 3.9, 4.3, 4.7, 5.1,
5.6, 6.2, 6.8, 7.5, 8.2, 9.8
_________________________________________________________________________
114
_________________________________________________________________________
La serie E6 equivale a los valores correspondientes a la tolerancia del 20%,
la serie E12 a valores para el 10% y la serie E24 a los de 5%.
El conjunto total de valores de toda la gamma se obtiene multiplicando por
0.1, 1, 10, 100, 103,10·103, 100·103, 106, o 10·106 la tabla anterior. Para evitar la
utilización de un número alto de ceros en la designación del valor de una
resistencia, se utilizan las letras: ‘K’ y ‘M’, que significan un factor multiplicador
de 103 y 106 respectivamente.
Para identificar el valor de una resistencia se utiliza un sistema de colores
que permite cubrir toda la gamma de la tabla anterior. A este sistema se le denomina
código de colores y consiste en pintar alrededor de la resistencia, en un extremo,
cuatro anillos de unos colores determinados, correspondiendo a los dos primeros a
los dos números principales, el tercer número define el número de ceros que son
necesarios añadir y el cuarto color define la tolerancia.
La disipación de potencia en forma de calor que es capaz de soportar se tiene
que tener en cuenta, ya que la corriente que atraviesa la resistencia, hace que se
produzca una energía que se transforma en calor, y la cantidad de esta es
inversamente proporcional al valor óhmico de la resistencia directamente
proporcional al cuadrado de la intensidad de corriente que la atraviesa. Por lo tanto
para un valor fijo de resistencia, se disipará a ambiente una cantidad de calor cuatro
veces mayor si circula una corriente de 2ª, que si lo hace una de 1ª. La máxima
disipación de potencia que puede soportar una resistencia es un factor que afecta al
tamaño físico de esta y obliga en algunos casos a realizar diseños de ‘Alta
Potencia’.
7.2.1.4.- Condensadores
La capacidad de los condensadores se mide en Faradios pero, debido a que
esta unidad es excesivamente grande, se utilizan a la práctica otra más pequeñas que
son fracciones de la anterior. Las más utilizadas son:
- Microfaradio o millonésima de Faradio ( 1 µF = 10-6 F )
- Nanofaradio o milmillonésima de Faradio ( 1 nF = 10-9 F )
- Picofaradio o billonésima de Faradio ( 1 pF = 10-12 F )
_________________________________________________________________________
115
_________________________________________________________________________
Por la similitud con la forma de designación de los valores de las resistencias
se utilizan en ocasiones, en lugar de la designación ‘nF’ por nanofaradio, la letra
‘K’, de forma que siempre que se lea en el cuerpo del condensador el valor
expresado por un número seguido por la letra ‘K’, se indicará que se ha utilizado el
picofaradio en la designación de su valor.
Un factor a tener en cuenta al determinar el valor de un condensador es la
tolerancia, que de la misma forma que en las resistencias, nos indica los extremos
máximos y mínimos que podrá tener el valor del condensador. Las tolerancias
comunes son: 5, 10 y 20% para todos los tipos de condensadores, excepto para los
electrolíticos, donde la tolerancia puede llegar a valores del 50%.
Existen en el mercado un amplio abanico de condensadores, de los conviene
conocer sus principales características, con el objeto de poder utilizar los más
idóneos para cada aplicación.
1. Los condensadores cerámicos tiene una aplicación que va desde la alta
frecuencia de tipo compensado en temperatura y bajas tolerancias, hasta
la baja frecuencia con condensadores de desacoplo y paso. Su aspecto
exterior puede ser tubular, de disco y de lenteja.
2. Los condensadores de plástico metalizado se utilizan en bajas y
medianas frecuencias como condensadores de paso, y en algunas
ocasiones de alta frecuencia. Tienen la ventaja de poder conseguir
capacidades relativamente elevadas a tensiones que en muchas ocasiones
llegan a superar los 1000 V.
3. Los condensadores electrolíticos de aluminio y de tántalo son los que
poseen la mayor capacidad para un tamaño determinado. Este tipo de
condensadores son de polaridad fija, por lo que se deben utilizar en
aquellos puntos en los que existe una tensión continua, aplicándose
normalmente en filtros rectificadores, desacoplamientos en baja
frecuencia y de paso. Su comportamiento en baja frecuencia no es bueno,
por lo que no es recomendable su uso.
_________________________________________________________________________
116
_________________________________________________________________________
7.2.1.5.- Inductores
Un inductor es un componente pasivo de dos terminales, diseñado para que
presente un coeficiente de autoinductancia ‘L’, que se expresa en Henrios [H].
Cuando el inductor aparece acoplado magnéticamente con otro, se incluye el
parámetro ‘M’, denominado coeficiente de inducción mutua, que también viene
dado en Henrios. En ambas variables se utilizan los siguientes submúltiplos.
-
Milihenrio o milésima de Henrio ( 1 mH = 10-3 H )
Microhenrio o millonésima de Henrio ( 1 µH = 10-6 H )
Al igual que en las resistencias y los condensadores, solamente es posible
aproximarse al valor ideal de ‘L’ o ‘M’. De los tres elementos pasivos, el de peor
aproximación es precisamente el inductor, y más cuando este tiene que bobinarse
por el instalador.
7.2.1.6.- Circuitos Integrados y Semiconductores
En este proyecto se utilizan los siguientes integrados:
-
Amplificadores operacionales TLC2274
PWM SG3524
Regulador de tensión LM723
Driver IR2110
Mosfet STP75NE75
Darlington BDX33C
Diodos MBR2060CT, MBR360, 1N4148
Todos ellos se deberán alimentar (si es necesario) a la tensión adecuada. Las
características más importantes así como otras magnitudes significativas se
encuentran en las hojas de los fabricantes en el apartado de ‘Anexos’.
_________________________________________________________________________
117
_________________________________________________________________________
7.2.1.7.- Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión
Todos los aspectos técnicos de instalación que, directa o indirectamente,
estén incluidos en el Reglamento de Baja Tensión han de seguir lo que se disponga
en las diferentes normas. Las instrucciones más importantes relacionadas con la
realización del proyecto son las siguientes:
-
M.I.B.T.017 Instalaciones interiores o receptores. Principios de carácter
general.
-
M.I.B.T.029 Instalaciones a pequeñas tensiones.
-
M.I.B.T.030 Instalaciones a tensiones especiales.
-
M.I.B.T.031 Receptores. Preinscripciones generales.
-
M.I.B.T.035 Receptores. Transformadores
reactancias y rectificadores. Condensadores.
-
M.I.B.T.044 Normas UNE de obligado cumplimiento
y
autotransformadores,
7.2.2.- Especificaciones Mecánicas
Todos los materiales son de una calidad que se adapta al objetivo que se
persigue. No obstante, en el caso de que no se encuentre en el mercado algún
producto por estar agotado, el instalador encargado del montaje deberá estar
capacitado para substituirlo por otro similar o equivalente.
Las placas del circuito impreso se realizarán en fibra de vidrio de
sensibilidad positiva. Se recomienda el uso de zócalos para la inserción de los
circuitos integrados. De esta forma se disminuye el tiempo de reacción y se evita el
calentamiento excesivo de los pines del circuito integrado en el proceso de
soldadura, que produciría su deterioro.
_________________________________________________________________________
118
_________________________________________________________________________
7.3.- Condiciones de la Ejecución
7.3.1.- Encargo y Compra del Material
La compra de materiales, componentes y aparatos necesarios de tendrá que
realizarse con el tiempo necesario para que estén disponibles en el momento en el
que se comience el ensamblaje de los componentes.
7.3.2.- Construcción del Inductor
Para la primera bobina se dispondrá de cable de bobinar de 0.28 mm
soldable. Se cortarán 4 cables de una distancia equivalente a una vuelta del núcleo
multiplicada por 10 (aproximadamente 34.6 cm). Se entrelazarán los hilos y luego
se realizarán las 10 espiras. Al acabar estañamos los bornes del inductor.
Para el segundo inductor realizamos el mismo proceso. En este caso se
utilizaran 5 cables para realizar 42 espiras (aproximadamente el equivalente a
280,56 cm).
Para mayor seguridad en las medidas de los cables, realizar una vuelta con el
cable en el núcleo y la medida que de es la de contorno, la multiplicamos por 1,2,
(así se obtiene una aproximación de una vuelta).
7.3.3.- Fabricación del Circuito Impreso
Los pasos a seguir son los siguientes:
1.- Antes de comenzar, se tendrá que disponer de ciertos materiales: insoladora,
revelador o en su defecto una disolución de sosa cáustica y agua, atacador rápido
que pueda substituirse por una disolución con la siguiente composición: 33% de
HCl, 33% de agua oxigenada a 110 volúmenes y 33% de agua, y por último
necesitamos las placas de circuito impreso de material fotosensible de una o doble
cara.
2.- La forma de operar será la siguiente: En primer lugar se efectuará una copia del
plano correspondiente a la placa en una transparencia donde las pistas tienen que
quedar visibles
3.- El conjunto se expone a la luz ultravioleta de la insoladora. Para la operación se
desconecta la bomba de vacío para evitar que se formen bombas de aire entre la
transparencia y la placa. Una vez efectuada esta labor, se conecta la luz actínica de
la insoladora.
_________________________________________________________________________
119
_________________________________________________________________________
4.- El tiempo de exposición depende de la lámpara utilizada, de la distancia de esta
a la placa y del material fotosensible utilizado. Por esto , el fabricante indicará cual
es el tiempo recomendado óptimo.
5.- Acabada la exposición, se retira la placa de la insoladora y se coloca dentro del
líquido revelador. El tiempo de revelado dependerá de la marca de la placa,
indicado por el fabricante. El proceso puede darse por finalizado cuando las pistas
se vean nítidamente y el resto de la superficie libre de cualquier sustancia
fotosensible. Una vez revelada la placa, se limpia con agua con lo que se producirá
la parada del revelado.
6.- Seguidamente se pasa a la fase de ataque de la placa. Esta se inicia sumergiendo
la placa en el atacador rápido, el cual elimina el cobre sobrante manteniendo las
pistas intactas. Una vez hecho esta desaparecerán toda la superficie de cobre que no
conforma las pista, se sacará la placa del atacador y se limpiará con agua.
Posteriormente se limpia la emulsión fotosensible que cubre las pistas con alcohol.
7.- Finalmente se realizan los agujeros mediante un taladro y se sueldan los
componentes.
7.3.4.- Soldadura de los componentes
Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos
conductores eléctricos, o lo que es lo mismo, realizar entre ellos una conexión
eléctrica, pero el más útil, por sus excelentes características de sencillez, seguridad
y rapidez es la soldadura realizada mediante la aportación de la fusión de una
aleación metálica.
El proceso de soldadura consiste por tanto, en unir dos conductores de tipo y
forma diferentes (terminales de componentes entre sí o un circuito impreso hilos y
cables, chasis metálicos) de forma que mediante la adición de un tercer material
conductor en estado líquido, por fusión a una determinada temperatura, se formen
un compuesto intermetálico entre los tres conductores de tal manera que al enfriarse
a la temperatura ambiente se obtenga una unión rígida permanente.
La realización de la soldadura requiere unas condiciones iniciales a las que
superficies conductoras que se vayan a unir, así como los utensilios para soldar y
conseguir una soldadura de calidad. Se ha de tener en cuenta y vigilar
constantemente el estado de limpieza de los conductores que se pretenden soldar, ya
que la presencia de óxidos, grasa y cualquier tipo de suciedad impide que la
soldadura realizada sea de la calidad necesaria de forma que pueda mantenerse sin
ninguna degradación con el tiempo.
_________________________________________________________________________
120
_________________________________________________________________________
7.4.- Condiciones Facultativas
Los permisos de carácter obligatorio se tendrán que obtener por parte de la
empresa contratante, quedando la empresa contratista al margen de todas las
consecuencias derivadas de las mismas. Cualquier retardo por el proceso de
fabricación por causas debidamente justificadas, siendo estas alienas a la empresa
contratista, será debidamente aceptada por el contratante, no teniendo este último
derecho alguno a reclamación.
Cualquier demora no justificada supondrá el pagamiento de una multa por el
valor del 6% del importe total de fabricación por fracción de retardo acordado en el
contrato.
La empresa contratante se compromete a proporcionar las mejores
facilidades al contratista para la fabricación se realice rápida y perfecta.
El aparato cumplirá los requisitos mínimos respecto al proyecto encargado,
cualquier variación o mejora en el contenido del mismo se tendrá que consultar al
técnico diseñador. Durante el tiempo estimado para la instalación, el técnico
proyectista podrá renunciar a la suspensión momentánea si así lo estima oportuno.
Las características de los elementos y componentes serán los especificados
en la memoria, teniendo se en cuenta para su perfecta colocación y posterior
utilización.
La contratación de este proyecto se considera válida cuando las dos partes
implicadas se comprometen a concluir las cláusulas del contrato, por el cual tendrán
que estar signados los documentos adecuados en una reunión conjunta después de
haber llegado a un acuerdo. Los servicios dados para las empresas contratistas se
consideran finalizados desde el momento en el que el aparato se ponga en
funcionamiento después de la previa comprobación de que todo va correctamente.
El presupuesto no incluye gastos de tipo energético producidos por el
proceso de la instalación, ni las obras, en caso de ser necesarios, que correrán a
cuenta de la empresa contratante.
El cumplimiento de las elementales comprobaciones por parte de la empresa
instaladora no será competencia del proyectista, el cual queda fuera de toda
responsabilidad derivada del mal funcionamiento del equipo como consecuencia de
esta omisión.
_________________________________________________________________________
121
_________________________________________________________________________
7.5.- Conclusiones
Las partes interesadas manifiestan que conociendo los términos de este
Pliego de Condiciones y del proyecto adjunto, y están de acuerdo con el que en él se
manifiesta.
_________________________________________________________________________
122
Anexos
_________________________________________________________________________
8. ANEXOS
________________________________________________________________________
123

Implementación convertidor CC-CC buck con filtro de entrada y

Transcripción

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