Diseño e Implementación de una Interfaz de Potencia para

Transcripción

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL
Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica
Sección de Estudios de Posgrado e Investigación
DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
Diseño e Implementación de una
Interfaz de Potencia para un Variador
de Velocidad de Motores de Inducción
TESIS
QUE PARA OBTENER EL GRADO DE
MAESTRO
EN
CIENCIAS
CON
ESPECIALIDAD
EN
INGENIERÍA
ELÉCTRICA
P
R
E
S
E
N
T
A:
MANUEL TORRES SABINO
MÉXICO, D.F.
MAYO, 2006
IPN SEPI ESIME-ZACATENCO
Maestría en Ingeniería Eléctrica
INSTITUTO POLITECNICO NACIONAL
COORDINACION GENERAL DE POSGRADO E INVESTIGACION
CARTA SESION DE DERECHOS
En la Ciudad de México, Distrito Federal, el día 19 del mes Mayo del año 2006, el que suscribe
Ing. Manuel Torres Sabino alumno del Programa de Maestría en Ciencias con Especialidad en
Ingeniería Eléctrica con número de registro B031510, adscrito a la Sección de Estudios de Posgrado e
Investigación de la ESIME Unidad Zacatenco, manifiesta que es autor intelectual del presente Trabajo de
Tesis bajo la dirección del Dr. Raúl Ángel Cortés Mateos y cede los derechos del trabajo intitulado:
Diseño e Implementación de una Interfaz de Potencia para un Variador de Velocidad de Motores de
Inducción , al Instituto Politécnico Nacional para su difusión, con fines académicos y de investigación.
Los usuarios de la información no deben reproducir el contenido textual, gráficas o datos del trabajo
sin el permiso expreso del autor y/o director del trabajo. Éste puede ser obtenido escribiendo a las
siguientes direcciones: [email protected]; [email protected].
Si el permiso se otorga, el usuario deberá dar el agradecimiento correspondiente y citar la fuente del
mismo.
Manuel Torres Sabino
Nombre y firma
RESUMEN
En este trabajo de tesis se diseña una interfaz de potencia para el accionamiento
eléctrico de motores de inducción trifásicos con capacidad máxima de 1.5HP. La
interfaz fue diseñada empleando la topología de control y accionamiento de un inversor
de potencia fuente de voltaje. Esta interfaz de potencia permite variar la frecuencia y el
voltaje, es decir, la velocidad de un motor de inducción implementando algoritmos de
control en un microcontrolador DSP. El microcontrolador DSP genera las señales de
control que son enviadas primeramente a los optoacopladores, después al controlador
de compuertas y éste las envía a las compuertas de los IGBT´s del inversor.
Las señales que controlan las compuertas de los IGBT´s se generan de acuerdo al
método de control empleado. El voltaje a la salida del inversor dependerá de las
señales de control; este voltaje alimenta la carga. La interfaz se probó con dos técnicas
de control, como son, PWM Sinusoidal y PWM Sinusoidal más tercera armónica.
Esta interfaz cuenta con protecciones de sobrecorriente, sobretemperatura,
sobrevoltajes y de aislamiento. La protección de sobrecorriente se hace con un circuito
integrado sensor de corriente.
En la protección de sobretemperatura se tienen dos esquemas, protección por
disipador de calor y protección por termoresistor que se encuentra integrado en el
módulo inversor de potencia empleado. En la protección de sobrevoltajes se
implementaron circuitos de ayuda a la conmutación o mejor conocidos como redes de
snubber. La protección por aislamiento se lleva a cabo mediante optoacopladores.
La implementación de la interfaz de potencia se llevó acabo mediante un circuito
impreso. El diseño del circuito impreso fue asistido por computadora. El software
utilizado para el diseño del circuito impreso es el Protel 99se. Se definen las reglas para
el diseño del impreso, se dan las principales sugerencias de diseño que recomiendan
los fabricantes, se muestran los diagramas esquemáticos y los diagramas del circuito
impreso por ambas caras realizados en Protel.
i
ABSTRACT
In this work a drive system for induction motor with maximum capacity of 1.5 HP is
designed using the topology of a three-phase voltage source inverter (VSI). This system
allows varying the induction motor's speed, varying the frequency and voltage
implementing control algorithms in a DSP microcontroller. The DSP microcontroller
generates the control signals which are firstly sent to the optocouplers, later to the
bridge driver of gates and finally to the IGBTs' gates of inverter.
The signals which control the IGBTs' inverter are generated according to the used
control method. The inverter output voltage will depend on the control signals; this
voltage feeds the load. The drive system was proved with two control techniques,
Sinusoidal PWM and Sinusoidal PWM with Third Harmonic Injection.
This system has overcurrent, overheat, overvoltage and isolation protections. The
overcurrent protection is made with a current sensing integrated circuit.
The overheat protection has two schemes, heatsink protection and thermistor
protection. Thermistor protection is integrated in the inverter power module. In the
overvoltage protection, commutation help circuits were implemented, better known as
snubber circuits. The isolation protection is carried out by means of optocouplers.
The implementation of the drive system was carried out by means of a printed
circuit board. The design of the printed circuit board was aided by computer. The
software used for the printed circuit design is the Protel 99se. The rules for the printed
circuits design are defined, and the main design suggestions recommended by the
manufacturers are given, the schematic and the printed circuit diagrams are shown by
both layers.
ii
CONTENIDO
RESUMEN........................................................................................................................ i
ABSTRACT ..................................................................................................................... ii
AGRADECIMIENTOS .................................................................................................... iv
ÍNDICE DE FIGURAS ...................................................................................................xii
ÍNDICE DE TABLAS.....................................................................................................xix
NOMENCLATURA ........................................................................................................ xx
GLOSARIO DE TÉRMINOS ........................................................................................xxvi
CAPÍTULO I. INTRODUCCIÓN
1.1. Generalidades.....................................................................................1
1.2. Objetivo de la tesis.............................................................................4
1.3. Justificación .......................................................................................5
1.4. Descripción del problema ................................................................6
1.5. Estado del Arte ...................................................................................6
1.6. Aportaciones ....................................................................................14
1.7. Estructura de la Tesis ......................................................................15
CAPÍTULO 2. LA INTERFAZ DE POTENCIA
2.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia ..............................17
2.2. Motor
de
Inducción
para el cual se Diseño la Interfaz de
Potencia .............................................................................................19
2.3. Convertidores de Potencia ...............................................................20
2.4. Rectificador de Potencia...................................................................20
2.4.1. Parámetros de Rendimiento del Rectificador ................................................. 21
iii
2.4.2. Rectificador Trifásico...................................................................................... 24
2.4.2.1. Carga resistiva.................................................................................... 24
2.4.2.2. Carga R-L ........................................................................................... 27
2.4.3. Selección del Puente Rectificador ................................................................. 29
2.4.4. Características del Puente Rectificador......................................................... 29
2.4.5. Cálculo del Capacitor del Bus de CD del Puente Rectificador ...................... 30
2.5. Inversor de Potencia .........................................................................32
2.5.1. Fundamento Teórico del Inversor ................................................................. 32
2.5.2. Conceptos Básicos del Inversor ................................................................... 33
2.5.3. Modulación por Ancho de Pulso ................................................................... 34
2.5.4. Inversores Trifásicos..................................................................................... 38
2.5.5. PWM en Inversores Trifásicos Fuente de Voltaje ......................................... 39
2.5.6. Modulación Lineal en Inversores Trifásicos ( ma ≤ 1 )..................................... 40
2.5.7. Sobremodulación en Inversores Trifásicos ( ma > 1 )...................................... 40
2.5.8. Voltajes de Fase a Neutro en Inversores Trifásicos ..................................... 41
2.5.9. Selección del Módulo de Potencia-Inversor Trifásico ................................... 43
2.5.10. Características del Módulo de Potencia EMP25P12B ............................. 43
2.5.11. Descripción del Módulo de Potencia............................................................. 44
2.6. Controlador de Compuertas Trifásico.............................................45
2.6.1. Selección del Circuito Integrado Controlador de Compuertas....................... 46
2.6.2. Características del Controlador de Compuertas............................................ 46
2.6.3. Descripción del Controlador de Compuertas................................................. 47
2.6.4. Circuito de Bootstrap en el Controlador de Compuertas ............................... 49
2.6.5. Factores que Afectan la Fuente de Bootstrap ............................................... 50
2.6.6. Cálculo del Capacitor de Bootstrap ............................................................... 50
2.7. Optoacopladores ...............................................................................53
2.7.1. Selección de Optoacopladores...................................................................... 53
2.7.2. Características de los Optoacopladores Seleccionados................................ 54
2.8. Sensores ............................................................................................54
iv
2.9. Microcontrolador DSP.......................................................................55
2.9.1. Características de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO.......................... 55
2.9.2. Descripción de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO............................... 56
CAPÍTULO
3. PROTECCIONES PARA LA INTERFAZ DE
POTENCIA EN EL ACCIONAMIENTO DE UN MOTOR DE
INDUCCIÓN
3.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia..............................58
3.2. Protecciones en la Interfaz de Potencia .........................................60
3.2.1. Protección de Sobrecorriente ..................................................................... 60
3.2.1.1. Sensor de corriente IR2175 ................................................................ 61
3.2.1.2. Características del Sensor IR2175..................................................... 62
3.2.1.3. Descripción del Sensor IR2175........................................................... 62
3.2.1.4. Funcionamiento
y
Operación
del
esquema
de
protección
de
sobrecorriente con el Sensor IR2175 ................................................. 63
3.2.2. Protección de Sobretemperatura................................................................ 65
3.2.2.1. Disipador de Calor .............................................................................. 65
3.2.2.2. Termoresistor del Módulo de Potencia .............................................. 68
3.2.3. Protección de Sobrevoltaje ......................................................................... 69
3.2.3.1. Circuitos Amortiguadores o Circuitos de Snubber .................................. 69
3.2.3.1.1. Clasificación de los circuitos de snubber....................................... 72
3.2.3.1.2. Cálculo del circuito de snubber ..................................................... 73
3.2.3.1.2.1. Selección del diodo de snubber.......................................... 75
3.2.3.1.2.2. Capacitor de desacople para el bus de CD ........................ 76
3.2.3.2. Protección de Sobrevoltaje debido al Frenado Dinámico ...................... 77
3.2.4. Protección por Aislamiento......................................................................... 78
3.2.5. Protecciones del Controlador de Compuertas IR2136.............................. 79
v
CAPÍTULO 4. DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO PARA LA
INTERFAZ DE POTENCIA
4.1. Diseño del Circuito Impreso Asistido por Computadora ..............81
4.2. Clasificación de Circuitos Impresos................................................83
4.3. Reglas a Considerar en el Diseño de un Circuito Impreso ...........84
4.4. Puntos Críticos en el Diseño de Circuitos Impresos .....................86
4.4.1. Cruzamiento de Pistas ................................................................................... 86
4.4.2. Pistas Largas.................................................................................................. 86
4.4.3. Intensidad de Corriente .................................................................................. 86
4.4.4. Componentes Fuera de la Placa .................................................................... 87
4.5. Recomendaciones y Sugerencias de Diseño en el Accionamiento
de IGBTs.............................................................................................87
4.5.1.
Distancia de los Voltajes del Lado Alto y Bajo en el Controlador de
Compuertas ................................................................................................. 87
4.5.2.
Plano de Tierra ............................................................................................ 87
4.5.3.
Lazos del Accionamiento de Compuertas.................................................... 87
4.5.4.
Capacitores de suministro del controlador de compuertas .......................... 88
4.6. Factores que Influyen en el Precio de un Circuito Impreso ..........88
4.7. Medios Necesarios
para Realizar el Diseño de un Circuito
Impreso por Software........................................................................89
4.8. Información que se Requiere para la Fabricación de Circuitos
Impresos ............................................................................................90
4.9. Montaje de los componentes en un Circuito Impreso.................90
4.10. Diagramas Eléctricos del Sistema a Montar en el Circuito
Impreso ............................................................................................91
4.11. Diagramas Esquemáticos del Sistema .........................................93
vi
4.12. Circuito Impreso del Sistema.........................................................95
4.12.1. Diagrama PCB por Arriba........................................................................... 96
4.12.2. Diagrama PCB por Abajo ........................................................................... 97
4.12.3. Diagrama PCB por Ambas Caras .............................................................. 98
4.12.4. Placa del Circuito Impreso Visto por Arriba sin Componentes ................... 99
4.12.5. Placa del Circuito Impreso Visto por Abajo sin Componentes ................ 100
4.13. Tarjeta Terminada con Todos sus Componentes Montados ....101
CAPÍTULO
5. PRUEBAS Y RESULTADOS
5.1. Pruebas y Resultados en las Salidas del Microcontrolador
DSP...................................................................................................102
5.2. Pruebas
y
Resultados
en
las
Salidas
de
los
Optoacopladores.............................................................................105
5.2.1. Pruebas
de
Señales
Complementarias
a
la
Salida
de
los
Optoacopladores .......................................................................................... 106
5.2.2. Pruebas de Frecuencias y Voltajes a la Salida de los Optoacopladores...... 108
5.2.3. Pruebas de Tiempos Muertos a la Salida de los Optoacopladores .............. 109
5.2.4. Comparación de los Métodos de Control PWM Sinusoidal y Sinusoidal más
Tercera Armónica......................................................................................... 112
5.3. Pruebas y Resultados en las salidas del Controlador de
Compuertas ....................................................................................114
5.3.1. Pruebas de Señales Complementarias, Voltaje y Frecuencia a la Salida del
IR2136.......................................................................................................... 116
5.3.2. Pruebas de de Tiempos Muertos a la Salida del IR2136 ............................. 117
5.3.3. Señales PWM que Forman el Voltaje Sinusoidal de cada Fase a la Salida del
IR2136.......................................................................................................... 118
5.4. Pruebas y Resultados en las Salidas del Inversor ......................121
vii
5.4.1. Pruebas con Cargas Resistivas ................................................................... 121
5.4.2. Pruebas con Cargas Inductivas.................................................................... 126
5.4.2.1. Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/8HP ....... 126
5.4.2.2. Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/2HP ....... 129
5.4.2.2.1.
Medición de Voltajes de Línea con una Amplitud del 100%.......... 130
5.4.2.2.2.
Comparación entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM .. 131
5.4.2.2.3.
Comparación Entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM con
Filtro .............................................................................................. 132
CAPÍTULO 6. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES PARA
TRABAJOS FUTUROS
6.1. Conclusiones...................................................................................136
6.2. Recomendaciones para Trabajos Futuros ...................................139
6.3. Aportaciones de la Tesis................................................................139
Referencias ....................................................................................140
Apéndices
.....................................................................................144
Apéndice A. INICIALIZAR CON PROCESSOR EXPERT LOS DISPOSITIVOS
DEL DSP ..................................................................................................................... 145
A.1. Inicializar dispositivos con Processor Expert................................................. 145
A.1.1. Cápsula Comunicación serie con PC_Master .............................................. 147
A.1.2. Cápsula PWMMC............................................................................................. 148
A.1.3. Cápsula ADC ................................................................................................... 152
A.1.4. Cápsula Disparador de ADC por Temporizador ........................................... 154
viii
A.1.5. Cápsula Captura.............................................................................................. 155
A.1.6. Cápsula Botón IRQA....................................................................................... 156
Apéndice B. PROGRAMA DE CONTROL ESCALAR VOLTAJE/FRECUENCIA
EN LAZO ABIERTO.................................................................................................... 158
B.1. Programa Principal ............................................................................................ 158
B.2. Subrutinas de Interrupción ............................................................................... 160
B.3. Funciones ........................................................................................................... 165
Apéndice C. INTERFAZ VISUAL
EN LA PC ................................ 168
C.1. Control y visualización de resultados con páginas WEB mediante el vínculo
con el programa FreeMaster..................................................................................... 168
ix
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 2.1.
Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la
interfaz de potencia………………………………………………………..18
Figura 2.2.
Motor de inducción de 1.5 HP trifásico para el que se diseñó la interfaz
de potencia…………………………………………………………...…....19
Figura 2.3.
Formas de onda del voltaje y corriente de entrada de un
rectificador...........................................................................................23
Figura 2.4.
Rectificador trifásico y numeración de los diodos de acuerdo a la
secuencia de conducción....................................................................25
Figura 2.5.
Formas de onda y ángulo de conducción de los diodos del rectificador
trifásico................................................................................................25
Figura 2.6.
Rectificador trifásico con carga RL......................................................27
Figura 2.7.
Diagrama eléctrico y forma física del puente rectificador 36MT120....29
Figura 2.8.
Formas de onda de voltaje de CA rectificado mostrando el periodo de
conducción desde Vmáx a Vmín.............................................................30
Figura 2.9.
Diagrama eléctrico de la fuente de voltaje para el inversor
trifásico................................................................................................31
Figura 2.10.
Inversor Monofásico: a) A modo de interruptores, b) Formas de onda a
la salida del inversor, c) Cuadrantes del plano i0-v0 del inversor........33
Figura 2.11.
Pierna del Inversor a Modo de Interruptores.......................................34
Figura 2.12.
Voltaje sinusoidal de salida producido por PWMs..............................35
Figura 2.13.
Periodo de conmutación considerando vcontrol constante.....................36
Figura 2.14.
Diagrama del Inversor trifásico............................................................38
Figura 2.15.
Formas de onda PWM trifásicas.........................................................39
Figura 2.16.
Regiones de modulación en inversores trifásicos...............................41
Figura 2.17.
Diagrama de bloques de un inversor fuente de voltaje que alimenta a
un motor de CA...................................................................................41
Figura 2.18.
Módulo de potencia EMP25P12B de International Rectifier................43
x
Figura 2.19.
Diagrama eléctrico interno del módulo de potencia............................44
Figura 2.20.
Identificación de los diferentes pines del módulo de potencia............45
Figura 2.21.
Circuito Integrado Controlador de compuertas IR2136.......................46
Figura 2.22.
Conexión típica del CI IR2136.............................................................47
Figura 2.23.
Diagrama funcional del CI IR2136.......................................................48
Figura 2.24.
Dispositivos internos del optoacoplador HCPL-2531..........................53
Figura 2.25.
Circuito integrado del optoacoplador HCPL-2531...............................54
Figura 2.26.
Tarjeta
de
desarrollo
56F8300DEMO
de
Freescale
Semiconductor.....................................................................................55
Figura 3.1.
Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la
interfaz de potencia.............................................................................59
Figura 3.2.
Circuito integrado sensor de corriente IR2175....................................61
Figura 3.3.
Diagrama de conexión de los sensores de corriente IR2175..............62
Figura 3.4.
Diagrama eléctrico del módulo inversor trifásico EMP25P12B de
IR.........................................................................................................63
Figura 3.5.
Esquema de protección de sobrecorriente conectado a las resistencias
sensoras del inversor..........................................................................64
Figura 3.6.
Analogía eléctrica de la transferencia de calor: (a) Estructura
multicapa, (b) Circuito equivalente basado en resistencias térmicas..65
Figura 3.7.
Disipador de calor................................................................................67
Figura 3.8.
Resistencia térmica vs Temperatura de la placa del módulo
EMP25P12B........................................................................................68
Figura 3.9.
Circuito
Divisor
de
voltaje
para
la
protección
de
sobretemperatura................................................................................69
Figura 3.10.
Circuito de un convertidor mostrando: a) las inductancias parásitas, b)
Trayectoria de conmutación y c) Formas de onda de corriente y voltaje
durante el encendido y el apagado del transistor................................70
xi
Figura 3.11.
Circuitos de snubbers individuales: a) Circuito de snubber RC, b)
Circuito de snubber RCD de carga y descarga y c) Circuito de snubber
RCD supresor en la descarga.............................................................72
Figura 3.12.
Circuitos de snubbers de una pieza: a) Circuitos de snubber C, b)
Circuitos de snubber RCD...................................................................73
Figura 3.13.
Circuitos de snubber y capacitor de desacople implementados en el
inversor................................................................................................76
Figura 3.14.
Esquema de protección de sobrevoltaje en el frenado dinámico........77
Figura 3.15.
Diagrama eléctrico de los optoacopladores........................................78
Figura 3.16.
Controlador
de
compuertas
con
sus
diferentes
dispositivos
auxiliares.............................................................................................79
Figura 4.1.
Circuito Impreso en una placa aislante de fibra de vidrio....................82
Figura 4.2.
Reglas para el diseño de pistas con ángulos de 90° y distancias entre
pistas...................................................................................................84
Figura 4.3.
Lazo del accionamiento de compuertas en aplicaciones con
IGBTs..................................................................................................88
Figura 4.4.
Diagrama
eléctrico
del
sistema
a
montar
en
el
circuito
impreso................................................................................................91
Figura 4.5.
Diagrama eléctrico de las fuentes de alimentación montadas en el
impreso................................................................................................92
Figura 4.6.
Diagrama esquemático de las fuentes de alimentación montadas en el
circuito impreso...................................................................................93
Figura 4.7.
Diagrama esquemático de los sensores de corriente IR2175, hecho en
Protel...................................................................................................94
Figura 4.8.
Diagrama
esquemático
de
optoacopladores,
controlador
de
compuertas y módulo inversor............................................................95
Figura 4.9.
Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por
ambas caras y pistas por arriba..........................................................96
xii
Figura 4.10.
Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por
ambas caras y pistas por abajo...........................................................97
Figura 4.11.
Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes y
pistas por ambas caras.......................................................................98
Figura 4.12.
Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas
por arriba.............................................................................................99
Figura 4.13.
Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas
por abajo............................................................................................100
Figura 4.14.
Tarjeta
de
la
interfaz
de
potencia
con
todos
sus
componentes.....................................................................................101
Figura 5.1.
Tarjeta
de
desarrollo
56F8300DEMO
de
Freescale
Semiconductor...................................................................................103
Figura 5.2.
Señales de control en los pines de salida de la tarjeta de
desarrollo...........................................................................................104
Figura 5.3.
Diagrama eléctrico de los optoacopladores......................................105
Figura 5.4.
Montaje en el circuito impreso de los optoacopladores y sus
dispositivos auxiliares........................................................................106
Figura 5.5.
Señales de control complementarias en los pines de salida de los
optoacopladores................................................................................107
Figura 5.6.
Señales de control complementarias en los pines de salida de los
optoacopladores................................................................................108
Figura 5.7.
Señales
de
control
complementarias
a
la
salida
de
los
optoacopladores: (a) Señales para una pierna del inversor, (b) Tiempo
muerto entre ellas de 3μs..................................................................109
Figura 5.8.
Señales
de
control
complementarias
a
la
salida
de
los
muerto entre ellas de 2μs en el extremo izquierdo, (c) Tiempo muerto
entre ellas de 2μs en el extremo derecho.........................................110
xiii
Figura 5.9.
Señales
de
control
complementarias
a
la
salida
de
los
muerto entre ellas de 1.5μs...............................................................111
Figura 5.10.
Señales
de
control
complementarias
a
la
salida
de
los
optoacopladores con un tiempo muerto entre ellas de 1.0μs y
0.7μs..................................................................................................111
Figura 5.11.
Ciclos de trabajo trifásicos con amplitud del 100%: (a) sinusoidal y (b)
sinusoidal más tercera armónica.......................................................112
Figura 5.12.
Formas de ondas sinusoidales trifásicas con inyección de tercer
armónica, con 100% de amplitud......................................................113
Figura 5.13.
Señales PWM con 100% de amplitud: (a) método de control SPWM
(b) método de control THSPWM.......................................................114
Figura 5.14.
Controlador de compuertas IR2136 con sus circuitos auxiliares.......115
Figura 5.15.
Montaje en el circuito impreso del controlador de compuertas IR2136
con sus circuitos auxiliares................................................................116
Figura 5.16.
Señales complementarias de 15V a la salida del controlador de
compuertas........................................................................................117
Figura 5.17.
Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la
salida del controlador de compuertas................................................117
Figura 5.18.
Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la
salida del controlador de compuertas................................................118
Figura 5.19.
Señales PWM a 30Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a
la salida del controlador de compuertas............................................119
Figura 5.20.
Señales PWM a 60Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a
la salida del controlador de compuertas............................................119
Figura 5.21.
Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida
del controlador de compuertas..........................................................120
Figura 5.22.
Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida
del controlador de compuertas..........................................................121
xiv
Figura 5.23.
Sistema a bloques con carga resistiva conectada en "Y" indicando los
posibles puntos de medición con el osciloscopio..............................122
Figura 5.24.
Conexión física de la prueba con carga resistiva..............................122
Figura 5.25.
Voltajes de fase a neutro a 30Hz con carga resistiva: (a) con el 100%
de amplitud, (b) con el 50% de amplitud...........................................123
Figura 5.26.
de amplitud, (b) con el 12.5% de amplitud........................................123
Figura 5.27.
Figura 5.28.
Figura 5.29.
Figura 5.30.
Figura 5.31.
Sistema completo con un motor de 1/8HP........................................126
Figura 5.32.
Voltaje de línea a la salida del inversor con un motor de 1/8HP: (a)
Señal sin filtro a 10Hz, (b) señal filtrada a 10Hz...............................127
Figura 5.33.
Figura 5.34.
Figura 5.35.
Figura 5.36.
Sistema completo con un motor de 1/2HP........................................129
Figura 5.37.
Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de
1/2HP.................................................................................................130
Figura 5.38.
Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP:
(a)
método
de
control
SPWM,
(b)
método
de
control
THSPWM...........................................................................................131
xv
Figura 5.39.
Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP:
(a) Zoom del método de control SPWM, (b) Zoom del método de
control THSPWM...............................................................................131
Figura 5.40.
Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor 40 Hz, con un
motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de control
THSPWM...........................................................................................133
Figura 5.41.
Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor a 60 Hz, con
un motor de 1/2HP: (a) método de control SPWM, (b) método de
control THSPWM...............................................................................133
Figura A.1.
Ambiente de programación “Processor Expert”................................145
Figura A.2.
Cápsulas de los periféricos del control..............................................146
Figura A.3.
Cápsula de comunicación serie con FreeMaster..............................147
Figura A.4.
Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.....148
Figura A.5.
Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.....152
Figura A.6.
Cápsula Disparador de ADC por temporizador.................................154
Figura A.7.
Cápsula Captura................................................................................155
Figura A.8.
Cápsula Botón IRQA.........................................................................156
Figura C.1.
Página HTML de bienvenida al control escalar voltaje/frecuencia de
lazo abierto........................................................................................169
Figura C.2.
Página de control de motor de inducción..........................................170
Figura C.3.
Página de Instrumentación virtual.....................................................171
xvi
ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 2.1.
Especificaciones del motor de inducción ZDM3584T de Baldor Motors and
Drives........................................................................................................19
Tabla 2.2.
Parámetros principales y características nominales del rectificador
36MT120...................................................................................................29
Tabla 4.1.
Espesores de pista recomendados para conducir la corriente que se
indica.........................................................................................................85
xvii
NOMENCLATURA
CA
Corriente Alterna
CD
Corriente Directa
PWM
Modulación de Ancho de Pulso – Pulse Width Modulation
IGBT
Transistor Bipolar de Compuerta Aislada – Insulated Gate Bipolar
Transistor
MOSFET
Transistor de Efecto de Campo de Óxido de Metal Semiconductor Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor
DSP
Procesador de Señales Digitales – Digital Signals Processor
PC
Computadora Personal - Personal Computer
HP
Caballos de Potencia – Horse Power
Vcd, Vd
Voltaje promedio a la salida del rectificador
Icd
Corriente promedio a la de salida del rectificador
Pcd
Potencia de salida en CD
rms
Raíz Cuadrada Media
Vrms
Voltaje rms
Irms
Corriente rms
Pca
Potencia de salida en CA
η
Eficiencia o razón de rectificación de un rectificador
Vca
Voltaje de corriente alterna
FF
Factor de Forma del voltaje de salida de un rectificador
RF
Factor de Rizo de un rectificador – Ripple Factor
TUF
Factor de Utilización de Transformador – Transformer Utilization
Factor
Vs
Voltaje rms del secundario del transformador
Is
Corriente rms del secundario del transformador
vs
Voltaje sinusoidal instantáneo a la entrada del rectificador
is
Corriente instantánea a la entrada del rectificador
is1
Componente Fundamental de la corriente de entrada
xviii
φ
Ángulo de desplazamiento entre la componente fundamental de
corriente y la de voltaje a la entrada del rectificador
DF
Factor de Desplazamiento – Displacement Factor
HF
Factor Armónico – Harmonic Factor
THD
Distorsión Armónica Total – Total Harmonic Distortio
PF
Factor de Potencia – Power Factor
CF
Factor de Cresta – Crest Factor
Vm
Voltaje pico de fase
νan, νbn, νcn
Voltajes instantáneos de fase
Im
Corriente pico a través de un diodo
Ir
Valor rms de la corriente en cada diodo
ν0(t)
Voltaje instantáneo de salida de un rectificador
R
Resistencia
Ω
Ohm
L
Inductancia
E
Fuente de voltaje
Vab
Voltaje rms entre la fase "A" y la fase "B"
i0
Corriente de carga
Z
Impedancia de carga
θ
Ángulo de la impedancia de carga
ω
Velocidad angular
t
Tiempo
IR
International Rectifier
IFSM
VRRM
TJ
Temperatura de la unión del dispositivo
DV
Diferencia de voltaje
Cmín
Capacitancia mínima del bus de CD
Pin
Potencia de la carga
f
Frecuencia
xix
VSI
Inversor Fuente de Voltaje – Voltage Source Inverter
CSI
Inversor Fuente de Corriente – Current Source Inverter
v0
Voltaje de carga o voltaje de salida del inversor
p0
Potencia instantánea
^
V tri
Amplitud pico de la señal triangular
fs
Frecuencia de conmutación o carrier de la forma de onda triangular
vtri
Señal triangular
vcontrol
Señal de control
ma
Amplitud de la relación de modulación
^
V control
Amplitud pico de la señal de control
mf
Relación de modulación de frecuencia
f1
Frecuencia de la señal de control
TA+, TA-
Interruptores
v Ao
Voltaje del punto "A" al "0"
VAo
Voltaje promedio del punto "A" al "0"
v AN
Voltaje del punto "A" al "N"
^
(V AN )1
Valor pico de la componente fundamental
VLL1
Voltaje fundamental rms de línea a línea
n
Neutro de la carga
vkN
Voltajes de fase a la salida del inversor con respecto al neutro
k
Fase A,B o C
RBSOA
Área de Operación Segura de Polarización Inversa – Reverse Bias
Safe Operating Area
Vce
Voltaje Colector–Emisor
VF
Voltaje de polarización directa
ppm
Puntos por millón
Th+
Terminal positiva del termoresistor del módulo de potencia
xx
Th-
Terminal negativa del termoresistor del módulo de potencia
DBC
Direct Bondable Copper
CI
Circuito Integrado
IR
International Rectifier
dV/dt
Cambio o pendiente de voltaje
di/dt
Cambio o pendiente de corriente
Vcc
Fuente fija de voltaje
Vss
Tierra lógica
HIN
Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de
lado alto.
LIN
Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de
lado bajo
FAULT
Pin de falla negativo lógico, salida open-drain
EN
Entrada lógica para habilitar la funcionalidad I/O (Input/Output)
ITRIP
Entrada analógica para disparo por sobrecorriente.
RCIN
Entrada de Red RC
VB1, 2, 3
Fuente flotada del lado alto
HO1, 2, 3
Salidas del controlador de compuertas del lado alto
VS1, 2, 3
Retornos de la fuente flotada de alto voltaje
LO1, 2, 3
Salidas del controlador de compuertas del lado bajo
Cbs
Capacitor de bootstrap
Vbs
Voltaje de bootstrap
Dbs
Diodo de bootstrap
ΔVBS
Caída de voltaje mínima en lado alto del controlador
VGEmín
Voltaje Gate-Emisor mínimo para mantener la conducción en IGBT
VCEon
Voltaje Colector-Emisor del lado bajo del IGBT
VBSUV-
Caída de voltaje negativo de la fuente del lado alto
QG
Carga de compuerta requerida para la conducción del IGBT
ILK_GE
Corriente de fuga Gate-Emisor del IGBT
IQBS
Corriente fija de la sección flotada
xxi
ILK
Corriente de fuga de la sección flotada
ILK_DIODE
Corriente de fuga del diodo de bootstrap
IDS-
Corriente del diodo antiparalelo cuando está encendido
QLS
Carga requerida por los cambiadores de nivel internos por ciclo
ILK_CAP
Corriente de fuga del capacitor de bootstrap
THON
Tiempo de encendido del lado alto
SW1
Interruptor para el usuario de la tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO
IRQA
Interruptor de la tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO
P1
Puerto de comunicación paralelo
SCI
Puerto de comunicación serie – Serial Comunication Interface
GPIO/SERIAL
Puerto de 16 pines de entrada/salida de propósito general
TIMER/PWM
Puerto de 16 pines dispuesto para las salidas PWMs
ADC
Convertidor Analógico a Digital
CAN
Puerto de comunicación – Controller Area Network
MHz
Mega-Hertz
kHZ
Kilo-Hertz
MIPS
Millones de instrucciones por segundo
IPR
Registro de Prioridad de Interrupciones
THSPWM
Third Harmonic Sinusoidal Pulse Width Modulation
SPWM
Sinusoidal Pulse Width Modulation
COM
Tierra lógica
VIN+
Entrada de voltaje positivo del sensor de corriente IR2175
VB
Suministro de voltaje del lado alto del sensor de corriente IR2175
Vs
Retorno del lado alto del sensor de corriente IR2175
PO
Salida PWM del sensor de corriente IR2175
OC
Salida de sobrecorriente Lógica Negativa del sensor IR2175
NC
No Conexión
DC-
Negativo del bus de CD
PA
Pérdidas promedio de potencia
RJC
Resistencia térmica de unión a la caja
xxii
RCS
Resistencia térmica del encapsulado al disipador
RSA
Resistencia térmica del disipador al ambiente
TJ
Temperatura de la unión del dispositivo
TC
Temperatura del casco
TS
Temperatura del disipador
TA
Temperatura ambiente
Dfwd
Diodo de libre camino
Ls
Iinductancias parásitas
I0
Corriente máxima de conmutación o de colector del IGBT
fsw
Frecuencia de conmutación
Vcc
Voltaje en el bus de CD
Vpk
Voltaje pico máximo del capacitor de snubber
Csn
Capacitor de snubber
Rsn
Resistencia de la red de snubber
PR
Pérdidas en la resistencia de snubber
LC
Longitud del cable
φ
Diámetro del cable
ton
Tiempo de encendido
toff
Tiempo de apagado
TFLTCLR
Tiempo de limpiado de falla
mm
Milímetro
m
Metro
A
Amper
PCB
Placa de Circuito Impreso – Printed Circuit Board
CAM
Manufactura asistida por computadora–Computer Aided
Manufacturing
CAD
Diseño asistido por computadora – Computer Aided Design
ASCII
Código Internacional Estándar para Intercambio de Información
HTML
HyperText Markup Language
xxiii
GLOSARIO DE TÉRMINOS
CAD. Diseño asistido por computadora.
ambiente
electromagnético
sin
Sistema que ayuda a diseñar y ver el
interferencia con otros dispositivos.
crear
producto en una pantalla gráfica o en
el
Excellon. Excellon es una estructura
resultado será un diagrama de circuito
estándar que facilita el intercambio de
impreso.
datos entre CAD y CAM. Un Archivo
una
impresión.
En
electrónica,
Excellon
CAM.
Manufactura
asistida
por
contiene
las
coordenadas
donde debe haber perforaciones en un
circuito impreso y la lista de herramientas
computadora.
requeridas (para el tamaño de los
CEM-1. Clasificación NEMA para una
hoyos).
placa industrial con substrato de fibra de
vidrio en la superficie y un núcleo de
FR-1. Versión de menor grado del FR-2.
papel.
propiedades
FR-2. Clasificación NEMA para una
eléctricas y mecánicas, aunque inferiores
placa industrial retardante de flama con
a las del FR-4.
un substrato de papel y una cubierta
Tiene
buenas
fenólica. Es más económico que las
Diodo de Libre Camino. Diodo que se
placas de fibra de vidrio (como el FR-4).
conecta en antiparalelo en las terminales
de los dispositivos de potencia, como
FR-4. Clasificación NEMA para una
IGBTs,
cuales
placa industrial retardante de flama con
minimizan el proceso de recuperación
un substrato de fibra de vidrio y cubierta
inversa.
de epoxido. El FR-4 es el material
MOSFET,
etc;
los
dieléctrico más comúnmente usado en la
EMC. Compatibilidad electromagnética.
construcción de PCBs.
1) Habilidad de un equipo electrónico de
operar sin degradación en un ambiente
Gerber. El formato gerber es una forma
electromagnético y 2) Habilidad de un
simple
equipo electrónico de operar en su
información de un circuito impreso a una
xxiv
y
genérica
de
transferir
variedad
de
dispositivos
CAM.
Inversor. circuito que convierte una
Virtualmente cada sistema PCB CAD
señal de voltaje de CD a un voltaje de
genera datos gerber. El formato gerber
CA.
es de hecho una familia de tipos de
datos que pertenecen al estándar EIA
Inversor
RS-274D. El formato gerber extendido,
trifásico, en el cual los disposiyivos que
también
lo integran conmutan seis veces en un
llamado
RS-274X,
incluye
mejoras en el manejo de llenado de
de
Seis
Pasos.
Inversor
ciclo.
polígonos, composición negativa/positiva
de la imagen, aperturas incluidas, entre
Inversor Fuente de Corriente. Circuito
otras.
inversor que mantiene constante la
corriente de salida independientemente
Hoyo Platinado ó plated through hole
(PTH).
Proceso
en
el
que
de la carga que alimenta.
se
interconectan patrones conductivos de
Inversor Fuente de Voltaje. Circuito
diferentes caras, al metalizar la pared de
inversor que mantiene constante el
una perforación. Esta perforación puede
voltaje de la carga que alimenta.
ser parte de un pad o una via creada
únicamente para interconectar capas.
Mascara Antisoldante. Recubrimiento
En los prototipos, es común el uso de
aplicado sobre áreas selectas del circuito
"eyelets", para sustituir al PTH.
Los
impreso que permite el soldado de las
"eyelets" son una especie de remaches
áreas expuestas, usualmente solo los
de
pads.
cobre
que
se
insertan
en
la
perforación para interconectar "pads" de
ambas caras.
Pad. Área que permite la unión con
soldadura
entre
el
componente
IGBT. Siglas en Inglés del transistor de
electrónico o mecánico y las pistas.
potencia de compuerta aislada.
Puede tener forma circular, ovalada o
cuadrada.
xxv
PCB de Doble Cara. Un PCB con patrón
Rectificador. Circuito que convierte una
conductivo en ambos lados, sin capas
señal de CA en una señal unidireccional
intermedias.
de CD.
Pista (track). Conexión eléctrica entre 2
Silkscreen ó leyenda de componentes.
ó mas puntos en un PCB.
Identificación de componentes impresa
en la placa. Aunque no es indispensable,
Pitch.
Separación
entre
dos
pines
contiguos (de centro a centro).
para posterior solución de problemas.
Placa de circuito impreso (PCB). Un
circuito
impreso
es
un
componente
electrónico diseñado para interconectar
otros
consiste
componentes.
de
un
patrón
Usualmente
de
Tecnologia
de
montaje
superficial
(SMT). Los componentes se montan en
la superficie de un circuito impreso, en
lugar de insertarse en hoyos.
material
conductivo sobre un substrato aislante.
PWM. Siglas en Inglés de la modulación
de ancho de pulso.
puede ser muy útil en el ensamble, y
Vias.
Perforaciones
conductivas
utilizadas para comunicar pistas de
distintas caras.
xxvi
CAPÍTULO 1
CAPÍTULO I
INTRODUCCIÓN
En este capítulo se aborda el problema a resolver en este trabajo exponiendo las
generalidades, objetivos, justificación, descripción del problema, estado del arte,
aportaciones y la estructura de la tesis. Se da una breve reseña general de lo que se
conoce de los elementos más importantes empleados en la solución del problema; se
plantean las metas, el alcance y hacia donde va enfocado el trabajo; se justifica el por
qué es importante la realización del trabajo y se describe el problema a resolver; se
presentan los antecedentes y lo que se conoce en la actualidad del tema; y finalmente,
se describe la estructura del trabajo por capítulos.
1.1. Generalidades
Las máquinas eléctricas en la actualidad juegan un papel importante en la industria
y en la vida cotidiana del ser humano. Una máquina eléctrica convierte energía
mecánica en eléctrica y viceversa. En cuanto al voltaje de alimentación las máquinas
eléctricas se dividen en dos tipos, máquinas de corriente alterna (CA) y máquinas de
corriente directa (CD). Las máquinas de corriente alterna a su vez se dividen en,
máquinas síncronas y máquinas de inducción [1, 2, 3, 4, 5].
Una de las máquinas más utilizadas en la actualidad es el motor de inducción. El
motor de inducción es una máquina rotatoria diseñada para operar con una fuente
trifásica de voltaje alterno. La máquina de inducción está compuesta principalmente por
dos elementos el estator y el rotor. El estator es trifásico con los devanados
desplazados 120°. Hay dos tipos diferentes de rotores que pueden disponerse dentro
del estator del motor de inducción, rotor jaula de ardilla o simplemente rotor de jaula y
rotor devanado. El tipo más común de motor de inducción es el de rotor jaula de ardilla.
1
CAPÍTULO 1
En este tipo de rotores los conductores de aluminio o barras están cortocircuitados en
cada extremo por anillos de cortocircuitado [3, 4, 5].
Una gran parte de los equipos y procesos utilizados en la industria moderna
funcionan a velocidades variables. Estos equipos requieren un control preciso de la
velocidad para lograr una adecuada productividad, una buena terminación del producto
elaborado, o garantizar la seguridad de las personas
y del propio equipo. En la
actualidad, la velocidad variable de los motores de inducción se logra con variadores de
velocidad [5, 6].
El variador de velocidad, es un control para el motor de inducción que energiza,
protege y permite la variación de la velocidad en el motor, sin ningún accesorio extra
entre el motor y la carga. La ventaja principal de los variadores de velocidad es que
disminuyen los consumos de energía eléctrica en algunos de los procesos que
controlan, dando como resultado considerables disminuciones de costos de operación.
Los principales dispositivos que intervienen en el accionamiento y en las
topologías modernas de control para variar la velocidad de motores de inducción son:
•
Convertidores de Potencia
•
Controladores de Compuertas (Driver)
•
Optoacopladores
•
Sensores de corriente y de voltaje
•
Microcontrolador DSP (Digital Signal Processor)
Las regulaciones de consumo de energías actuales y futuras demandan
dispositivos con mayor ahorro energético. Con el fin de cumplir con estos requisitos
energéticos, se utilizan nuevas tecnologías de motores y esquemas de control
alternativos. Una parte importante de los esquemas de control comúnmente utilizado
para el accionamiento de motores de CA, son los convertidores de potencia, como
pueden ser el rectificador y el inversor.
2
CAPÍTULO 1
El rectificador es un circuito que convierte una señal de CA en una señal
unidireccional de CD y se clasifican en monofásicos y trifásicos. El inversor es un
circuito que convierte un voltaje de CD a un voltaje de CA. Con el inversor, se pueden
generar voltajes a determinadas amplitudes y frecuencias mediante el uso de una
técnica de modulación, denominada Modulación de Ancho de Pulso (PWM) [1, 2, 6].
Los inversores se pueden clasificar básicamente en dos tipos [2, 6]:
•
Inversores Monofásico
•
E Inversores Trifásicos
Y estos a su vez en:
•
Inversores fuente de voltaje (VSI)
•
Inversores fuente de corriente (CSI)
El inversor trifásico consiste de tres ramas o piernas de medio puente dónde el
interruptor superior y el inferior se controlan complementariamente. Como el tiempo de
apagado del dispositivo es mayor que el tiempo de encendido, se debe insertar un
tiempo muerto entre el apagado de uno de los transistores del medio puente y el
encendido del otro.
En los inversores ideales, las formas de onda de voltaje de salida deberían ser
sinusoidales. Sin embargo, en los inversores reales no son sinusoidales y contienen
cierta cantidad de armónicas. Dada la disponibilidad actual de los dispositivos
semiconductores de potencia, es posible minimizar o reducir significativamente este
contenido armónico del voltaje de salida mediante las técnicas de conmutación [6].
La mayoría de los dispositivos de potencia empleados en el inversor en
aplicaciones de control de motores son IGBT’s o MOSFET’s (de sus siglas en inglés,
Insulated Gate Bipolar Transistor y Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistors
respectivamente) [2].
3
CAPÍTULO 1
Un MOSFET de potencia es un transistor controlado por voltaje. Tiene poca caída
de voltaje y por tanto, bajas pérdidas comparado con otros transistores; sin embargo la
saturación y la sensibilidad a la temperatura lo limitan a ciertas aplicaciones. El IGBT es
un transistor bipolar controlado por un MOSFET que requiere corriente de
accionamiento mínima, tiene tiempos de interrupción muy rápido y es apropiado para
altas frecuencias. Su desventaja es la caída de voltaje del transistor bipolar que causa
pérdidas de conducción mayores en comparación con el MOSFET, sin embargo son los
más utilizados para aplicaciones de accionamiento de motores [6].
La técnica de control PWM para la conmutación de los IGBT's del inversor puede
ser generada por distintos métodos. Por ejemplo, en la técnica sinusoidal se hace la
comparación de una onda triangular con una onda sinusoidal de frecuencia
fundamental, y los puntos de intersección determinan los puntos de interrupción del
dispositivo de potencia del inversor [1, 2, 6, 7].
Las técnicas actuales y algoritmos de control para variar la velocidad de los
motores de CA son programados en la PC y cargados en el microcontrolador el cual
genera las señales de control. Los microcontroladores DSP cuentan en la actualidad
con las herramientas y los periféricos necesarios, así como, la capacidad en memoria
para implementar algoritmos modernos de control.
1.2. Objetivo de la Tesis
El objetivo de este trabajo es realizar el diseño y la implementación de la interfaz
de potencia para el accionamiento de motores de inducción para una capacidad
máxima 1.5 HP, que permita probar diferentes algoritmos de control; así como también,
el diseño del circuito impreso y la prueba de dicha interfaz con dos técnicas de
modulación de ancho de pulso como son PWM sinusoidal y PWM sinusoidal más
tercera armónica, implementadas mediante un Microcontrolador DSP.
4
CAPÍTULO 1
1.3. Justificación
En el accionamiento de motores de inducción una parte importante es la interfaz
de potencia, la cual, permite la comunicación entre la etapa de control, en este caso la
PC y el Microcontrolador DSP, la fuente de corriente alterna y el motor de inducción.
Una de las partes principales de la interfaz es el inversor de potencia. Este inversor
puede ser controlado por un microcontrolador. Implementando algoritmos de control en
el microcontrolador, se pueden tener voltajes y frecuencias variables a la salida del
inversor, lo que da como resultado el control sobre la máquina de inducción.
Diversos algoritmos de control para motores de inducción han sido estudiados y
simulados digitalmente en el departamento de posgrado en ingeniería eléctrica de la
Sección de Estudios de Posgrado e Investigación de la ESIME-Zacatenco, pero no han
sido implementados, debido a que no se tiene una interfaz de potencia. Aquí la
justificación de diseñar una interfaz que pueda ser utilizada para la implementación,
pruebas y prácticas en el laboratorio de Electrónica de Potencia de este departamento.
Este diseño, permite probar diferentes algoritmos de control, mediante un
Microcontrolador DSP, así como, tener la interfaz visual mediante la PC, utilizando
herramientas actuales como el "FreeMaster" de "Freescale Semiconductor" que permite
hacer el control de los motores de inducción en un ambiente lógico y sencillo, a
diferencia de los que hay en el mercado que solo están diseñados para ciertos
controles y capacidades de motores y no cuentan con este tipo de interfaz visual.
Otra característica particular de este diseño, es que esta interfaz está hecha por
módulos en forma accesible, para identificar con mayor rapidez los dispositivos que
puedan llegar a fallar y reemplazarlos, a diferencia de los que existen en el mercado
que están encapsuladas lo que hace difícil de localizar el elemento fallado.
El diseño por módulos, también permite que los alumnos que trabajan en esta
área, puedan probar cada módulo por separado y ver el comportamiento de las
diferentes señales a las salidas de cada uno de éstos, lo que hace más fácil de
comprender, y vincular la teoría con la práctica.
5
CAPÍTULO 1
1.4. Descripción del Problema
Actualmente, la implementación de técnicas y algoritmos de control moderno para
el accionamiento de la máquina de inducción, requiere de una interfaz que permita la
comunicación entre los módulos de control y de potencia. Éste es un problema que se
tiene en el Departamento de Ingeniería Eléctrica de la Sección de Estudios de
Posgrado, ya que en el área de control de motores de inducción se ha simulado
digitalmente diferentes algoritmos de control, pero debido a que no se tiene la interfaz
que permita la comunicación entre los módulos de control y potencia, la implementación
de estos algoritmos no se ha podido llevar a cabo.
Hoy en día los Microcontroladores DSP juegan un papel importante en la
implementación de técnicas y algoritmos de control moderno para el accionamiento y
control de motores de inducción. Sin embargo los microcontroladores no tienen la
capacidad para manejar el voltaje y la corriente que se necesita en un motor trifásico
por lo cual, la interfaz requiere ser diseñada.
1.5. Estado del Arte
Una máquina eléctrica es un dispositivo que puede convertir energía mecánica en
energía eléctrica o energía eléctrica en energía mecánica. Cuando este dispositivo se
utiliza para convertir energía mecánica en energía eléctrica, se denomina generador;
cuando convierte energía eléctrica en energía mecánica, se llama motor [1, 3, 4, 5, 8].
En cuanto al voltaje de alimentación las máquinas eléctricas se dividen en dos
tipos, máquinas de corriente alterna y máquinas de corriente directa. Las máquinas de
corriente alterna a su vez se dividen en, máquinas síncronas y máquinas de inducción
[1, 2, 4, 5].
6
CAPÍTULO 1
Hasta las últimas décadas del siglo XX, las máquinas de corriente alterna tendían
a ser empleadas principalmente como aparatos de una sola velocidad. Lo típico era que
se operaran a partir de fuentes de frecuencias fija, en la mayoría de los casos era la red
de distribución de 50 o 60Hz [4].
En el caso de los motores de CA, el control de la velocidad requiere una fuente de
frecuencia variable y no se disponía de este tipo de fuentes con facilidad. Por tanto,
para las aplicaciones en las que se requería velocidad variable se usaban las máquinas
de corriente directa, las cuales proporcionan un control de velocidad altamente flexible,
aunque con cierto costo, ya que son más complejas más caras y requieren más
mantenimiento que sus contraparte de CA [4].
La disponibilidad de contar con interruptores de estado sólido cambió totalmente
este panorama. Ahora es posible construir dispositivos a base de Electrónica de
Potencia capaces de alimentar el accionamiento de voltaje-corriente variable, con
frecuencia variable, requerido para lograr el comportamiento de velocidad variable a
partir de las máquinas de CA [4]. En la actualidad, las máquinas de CA han
reemplazado a las de CD y se ha desarrollado una amplia gama de nuevas
aplicaciones debido a que son más simples y más baratas en cuanto a mantenimiento
[4, 9].
Durante los últimos treinta y cinco años ha ocurrido una revolución en la aplicación
de los motores eléctricos. El desarrollo de paquetes de accionamientos de estado sólido
para motores ha progresado hasta el punto de que prácticamente cualquier problema
de control de potencia puede ser resuelto utilizándolos [5].
Con tales accionamientos de estado sólido es posible manejar los motores de
corriente continua con fuentes de corriente alterna y los motores de corriente alterna,
con fuentes de potencia de corriente continua. De la misma manera, es posible cambiar
potencia de una frecuencia a potencia alterna de otra frecuencia [5].
7
CAPÍTULO 1
Además, los costos de los sistemas de accionamiento de estado sólido han
disminuido drásticamente mientras que su confiabilidad se ha incrementado. La
versatilidad y el bajo costo relativo de los controles y accionamiento de estado sólido
han generado muchas aplicaciones nuevas para los motores de corriente alterna en los
cuales éstos tienen comportamientos que normalmente se asocian a las máquinas de
corriente continua, que también han ganado flexibilidad mediante la aplicación de los
accionamientos de estados sólido [5].
Este gran cambio ha resultado del desarrollo y el mejoramiento de una serie de
accionamientos de estado sólido, es decir, de la Electrónica de Potencia [5].
La máquina eléctrica rotatoria, es el dispositivo electromecánico fundamental de
los sistemas de accionamientos eléctricos. Los sistemas de accionamiento son
ampliamente usados en diferentes aplicaciones, como bombas, ventiladores, molinos
de papel y de textiles, elevadores, vehículos eléctricos y de transportación subterránea,
aparatos electrodomésticos, sistemas de generación de viento, servos y robots,
periféricos computacionales, molinos de acero y cemento, propulsión de barcos, entre
otras [1, 10, 11].
Sin lugar a duda los accionamientos eléctricos actuales no serían posibles sin la
Electrónica de Potencia, por lo que es necesario una reseña histórica desde que
aparecieron los primeros dispositivos semiconductores hasta la actualidad [1, 12].
La Electrónica de Potencia en su definición más general, es la parte de la
Electrónica encargada del estudio de dispositivos, circuitos, sistemas y procedimientos
para el procesamiento, control y conversión de la energía eléctrica [13].
Sin embargo, varios autores especializados en la disciplina de la Electrónica de
Potencia tienen diferentes criterios. A continuación se exponen algunos de los criterios
más relevantes:
8
CAPÍTULO 1
Muhammad H. Rashid en [6] considera que la Electrónica de Potencia combina
potencia, electrónica y control. El Control se ocupa de las características estáticas y
dinámicas de los sistemas en lazo cerrado. La Potencia se encarga de los sistemas de
potencia móviles y estáticos para la generación, transmisión y distribución de la
potencia eléctrica. Por último, la Electrónica trata con los componentes de estado sólido
y circuitos para el tratamiento de señales con el objetivo de obtener el control necesario.
Por tanto, Electrónica de Potencia se puede definir como la aplicación de la electrónica
de estado sólido para el control y conversión de la potencia eléctrica.
Ned Mohan, Tore M. Undeland y William P. Robbins en [2] definen la Electrónica
de Potencia como el procesamiento y control de la energía eléctrica suministrando
voltajes y corrientes en la manera más óptima para ser utilizada por diferentes cargas.
Joseph Vithayathil en [14] define a la Electrónica de Potencia como la tecnología
que liga la potencia eléctrica con la electrónica.
Bimal K. Bose en la introducción de [15] menciona cómo la Electrónica de Potencia
combina la conversión y el control de la potencia eléctrica para diversas aplicaciones,
tales como fuentes de alimentación reguladas CA y CD, control de iluminación y
calefacción, soldadura eléctrica, procesos electroquímicos, calentamiento por inducción,
control de máquinas CD y CA, etc. La evolución en Electrónica de Potencia a través de
los años, ha desembocado en el concepto actual de la disciplina Electrónica de
Potencia como la síntesis de múltiples disciplinas tecnológicas.
La historia de la Electrónica de Potencia se inicia en 1900 con la introducción del
rectificador de arco de mercurio. Después se introdujeron en forma gradual el
rectificador de tanque metálico, el de tubo al vacío controlado por rejilla, el ignitrón el
fanotrón y el tiratrón. Estos dispositivos se aplicaban para el control de potencia hasta la
década de 1950 [6].
9
CAPÍTULO 1
La primera revolución electrónica comenzó en 1948, con la invención del transistor
de silicio en los "Bell Telephone Laboratories", por Bardeen, Brattain y Schockley. La
mayor parte de las tecnologías modernas se pueden rastrear a partir de ese invento. La
microelectrónica moderna ha evolucionado a través de los años a partir de los
semiconductores de silicio. El siguiente adelanto, en 1956, también fue logrado en "Los
Bell Laboratories", o sea la invención del transistor de disparo PNPN, que se definió
como tiristor, o rectificador controlado de silicio (SCR) [6].
La segunda revolución electrónica comenzó en 1958, con el desarrollo del tiristor
comercial, por la "General Electric Company". Fue el principio de una nueva era de la
Electrónica de Potencia. Desde entonces se han introducido muchas clases distintas de
dispositivos semiconductores de potencia y de técnicas de conversión. La revolución
microelectrónica permitió tener la capacidad de procesar una cantidad gigantesca de
información con una rapidez increíble. La revolución en la Electrónica de Potencia está
permitiendo conformar y controlar grandes cantidades de potencia con una eficiencia
siempre creciente [6, 16].
Debido al enlace entre la Electrónica de Potencia y la microelectrónica, están
surgiendo hoy muchas aplicaciones potenciales de la Electrónica de Potencia, y esta
tendencia va a continuar. Dentro de los siguientes 30 años, la Electrónica de Potencia
conformará y acondicionará la electricidad en algún lugar de la red de transmisión entre
su generación y todos los usuarios. La generación de la Electrónica de Potencia ha
adquirido impulso desde los fines de la década de 1980 y a principios de 1990 [6].
Desde que se desarrolló el primer tiristor SCR a finales de 1957, ha habido un
progreso impresionante en los dispositivos semiconductores de potencia. Hasta 1970,
los tiristores convencionales se habían usado exclusivamente para el control de
potencia en aplicaciones industriales. A partir de 1970 se desarrollaron varios tipos de
dispositivos semiconductores de potencia, como los diodos, tiristores y transistores, que
entraron al comercio [6].
10
CAPÍTULO 1
Cada vez son más los dispositivos y sistemas que en una o varias de sus etapas
son accionados por energía eléctrica. Los accionamientos consisten, en general, en
procesos que transforman la energía eléctrica en otro tipo de energía, o en el mismo
tipo, pero con diferentes características. Los encargados de realizar dichos procesos
son los sistemas a base de Electrónica de Potencia [13].
Las aplicaciones de la electrónica estuvieron limitadas durante mucho tiempo a las
técnicas de alta frecuencia, como, emisores, receptores, etc. En la evolución de la
electrónica industrial, las posibilidades estaban limitadas por la falta de fiabilidad de los
elementos
electrónicos
entonces
disponibles
(tubos
amplificadores,
tiratrones,
resistencias, condensadores). Esta fiabilidad era insuficiente para responder a las altas
exigencias que se requerían en las nuevas aplicaciones del campo industrial [13].
La Electrónica de Potencia se desarrolla fundamentalmente a partir del nacimiento
del tiristor. A partir de esa fecha los conceptos electrotécnicos se convierten en
electrónicos. Se desarrollan entre los años 1965 y 1980 gran cantidad de convertidores
para el procesamiento de la potencia eléctrica basados en este dispositivo. Cabe
agrupar los desarrollos en este sentido en convertidores AC/DC (rectificadores
controlados), convertidores DC/AC y AC/AC (inversores), y convertidores DC/DC
(choppers de potencia) [13].
A partir de la década de 1980 se produce un fuerte incremento de la penetración
en el mercado de equipos de potencia debido fundamentalmente a la incorporación por
parte de estos otros nuevos elementos de potencia como el transistor, MOSFET, IGBT,
que permiten mayores frecuencias de conmutación y consecuentemente la reducción
del tamaño de los equipos [13].
La siguiente tabla muestra un resumen de la evolución histórica de la Electrónica
de Potencia.
11
CAPÍTULO 1
Como se puede ver en la tabla anterior la evolución de la Electrónica de Potencia
se dio junto con los dispositivos semiconductores. Con la evolución de los dispositivos
semiconductores, tales como, tiristores, MOSFET's e IGBT's se dieron los avances de
los sistemas de accionamientos eléctricos hasta llegar a los módulos inteligentes en la
década de 1990.
Los módulos inteligentes, Electrónica de Potencia avanzada, integran el módulo de
potencia y el circuito periférico. El circuito periférico consiste en el seccionamiento de la
entrada o la salida respecto a, e interconexión con, el sistema de señal y de alto voltaje,
un circuito de excitación, un circuito de protección y de diagnóstico (contra exceso de
corriente, cortocircuitos, sobrecalentamiento y exceso de voltaje), control por
12
CAPÍTULO 1
microcomputadora y una fuente de corriente de control. Los usuarios solo deben
conectar las fuentes externas (flotantes) [6, 17].
La industria de la Electrónica de Potencia ofrece una importante oportunidad de
integrar las tecnologías para la conservación de la energía con el progreso del entorno
de la humanidad, tanto en los procesos de fabricación como en los de aplicación de los
productos electrónicos de potencia [13].
La variación de la velocidad en los motores eléctricos se puede lograr sin una
pérdida apreciable de eficiencia mediante la utilización de un inversor electrónico de
potencia de frecuencia variable. Sistemas de control de velocidad variable son la razón
del ahorro energético y deben jugar un importante papel en la manipulación de la
demanda de energía, de diversos sistemas industriales. La llave que posibilita dicha
tecnología es la utilización del transistor bipolar de compuerta aislada ó IGBT [13].
Ante la expectativa creada en la actualidad, dada la necesidad de avance
tecnológico, la Electrónica de Potencia junto con los rápidos sistemas de control
proporcionan una oportunidad de crear un sistema flexible que pueda responder al
amplio espectro de aplicaciones en los sistemas de potencia. Los sistemas electrónicos
de potencia pueden utilizarse para regular tensión, adecuar las exigencias de potencia
para controlar cargas, alimentar motores, así como para muchas más aplicaciones
actuales y futuras [13].
Actualmente, existen diversos sistemas de accionamiento electrónico de motores
de inducción basados principalmente en Electrónica de Potencia. Estos sistemas de
accionamientos son llamados comúnmente módulos inteligentes variadores de
velocidad o convertidores de frecuencia.
En el mercado actual existe una amplia gama de módulos variadores de velocidad
de diversas capacidades y funcionalidades que satisfacen las necesidades más
demandantes de las distintas aplicaciones con máquinas de inducción. Algunos de los
13
CAPÍTULO 1
fabricantes y distribuidores de semiconductores y de módulos variadores de velocidad
más importantes son: ABB Semiconductor, International Rectifier, Baldor Motors and
Drives, Fuji Electric, Freescale Semiconductor, Semikron, Siemens, Powerex, entre
otros. En las páginas electrónicas de cada uno de los fabricantes anteriores se puede
consultar los diferentes tipos y capacidades de variadores de velocidad.
1.6. Aportaciones
Las aportaciones de este trabajo de tesis son las siguientes:
a. El prototipo de una interfaz de potencia para el accionamiento de motores
de inducción diseñada de forma flexible, de bajo costo comparada con las
que existen en el mercado, y accesible, es decir, por módulos separados
que permite implementar y probar diferentes algoritmos de control.
b. El diseño del circuito impreso asistido por computadora realizado en un
programa llamado PROTEL, que reduce los problemas de fallas por
conexiones erróneas, cables sueltos y soldadura de los mismos.
c. Se dan los puntos a seguir en el diseñó de circuitos impresos asistidos por
computadora.
d. Este trabajo puede servir como guía práctica para realizar el diseño y/o la
mejora de los elementos que conforman la interfaz de potencia.
14
CAPÍTULO 1
1.7. Estructura de la Tesis
El presente trabajo se encuentra ordenado de la siguiente manera:
CAPÍTULO 1. En este capítulo se da una introducción al problema que se aborda en
este trabajo exponiendo las generalidades, objetivos, justificación, descripción del
problema, estado del arte, aportaciones y la estructura de la tesis.
CAPÍTULO 2. En este capítulo, se presenta un esquema completo a bloques de la
interfaz de potencia, se muestra el motor de inducción para el cual fue diseñada, se dan
los fundamentos teóricos de los principales dispositivos, se seleccionan éstos y se
diseñan los circuitos auxiliares empleados en la interfaz de potencia.
CAPÍTULO 3. En este capítulo se diseñan y describen los diferentes esquemas de
protección para la interfaz de potencia de un motor de inducción de 1.5 HP, así como la
operación y funcionamiento de éstos. Los esquemas de protección que se diseñaron
son, protección por sobrecorriente, por sobretemperatura, por sobrevoltaje y de
aislamiento.
CAPÍTULO 4. En este capítulo se definen las reglas para el diseño del circuito impreso,
se dan las principales sugerencias de diseño que recomiendan los fabricantes, se
muestra el diagrama eléctrico del sistema completo, los diagramas esquemáticos, los
diagramas del circuito impreso por ambas caras con componentes, el circuito impreso
físicamente con y sin componentes y el impreso montado al sistema.
CAPÍTULO 5. En este capítulo se reportan las pruebas realizadas a cada uno de los
módulos que conforma la interfaz de potencia y se presentan los resultados obtenidos.
Las pruebas se hicieron a la salida del Microcontrolador DSP, Optoacopladores,
Controlador de Compuertas e Inversor de Potencia.
15
CAPÍTULO
CAPÍTULO 1
6. En este capítulo se presentan las conclusiones del trabajo y las
recomendaciones para trabajos futuros.
16
CAPÍTULO 2
CAPÍTULO 2
LA INTERFAZ DE POTENCIA
En este capítulo, se presenta un esquema completo a bloques de la interfaz de
potencia, se muestra el motor de inducción para el cual fue diseñada, se dan los
fundamentos teóricos de los principales dispositivos, se seleccionan éstos y se diseñan
los circuitos auxiliares empleados en la interfaz de potencia. La selección de los
dispositivos se hizo después de consultar diferentes fuentes de información, como
catálogos, hojas de datos, notas de aplicación, sugerencias de diseño y páginas de
Internet, hasta llegar a la selección de los mismos de acuerdo a los requerimientos de la
aplicación.
2.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia
Actualmente, para el accionamiento de motores de inducción en aplicaciones de
velocidad variable se requiere un inversor que permita variar la frecuencia y el voltaje
de salida.
Para diseñar una fuente de voltaje o frecuencia variable mediante un inversor, es
necesaria la implementación de técnicas y algoritmos de control en un Microcontrolador
DSP y una interfaz que permita la comunicación entre la etapa de control y la de
potencia. Esta interfaz está compuesta de un convertidor CA-CD, un convertidor CDCA, un controlador de compuertas, optoacopladores y sensores de corriente y
temperatura.
La figura 2.1 muestra el diagrama completo a bloques de una de las topologías
actuales que se requieren para variar la velocidad de un motor de inducción. La interfaz
de potencia forma parte de este esquema y se compone de los módulos siguientes:
17
CAPÍTULO 2
Figura 2.1. Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la interfaz de potencia.
• Motor de inducción
• Puente rectificador de potencia (convertidor CA-CD)
• Inversor trifásico (Convertidor CD-CA)
• Controlador de compuertas para IGBT’s
• Optoacopladores
• Sensores (de temperatura, voltaje, corriente y velocidad)
• Microcontrolador DSP (el control)
18
CAPÍTULO 2
2.2. Motor de Inducción para el cual se Diseño la Interfaz de Potencia
Para iniciar con el diseño de la interfaz de potencia primeramente es necesario
conocer la capacidad y características de la carga para la cual será diseñada.
El motor que se tomó como capacidad de referencia para el diseño de la interfaz
se muestra en la figura 2.2; es un motor de CA de inducción jaula de ardilla de “Baldor
Motors and Drives”.
Figura 2.2. Motor de inducción de 1.5 HP trifásico para el que se diseñó la interfaz de potencia.
Este motor tiene los datos y especificaciones que se muestran en la tabla 2.1:
Tabla 2.1. Especificaciones del motor de inducción ZDM3584T de Baldor Motors and Drives.
ESPECIFICACIONES:
POTENCIA
1.5 HP o 1.12 kW
VOLTAJE
230/460 V
FRECUENCIA
60 Hz
FASES
3
CORRIENTE A PLENA CARGA
4.2/2.1 A
VELOCIDAD
1750 RPM
FACTOR DE SERVICIO
1.0
CÓDIGO DE DISEÑO NEMA
B
CLASE DE AISLAMIENTO
H
EFICIENCIA A PLENA CARGA
87.5 %
FACTOR DE POTENCIA
78.0 %
19
CAPÍTULO 2
2.3. Convertidores de Potencia
Para el control o el acondicionamiento de la potencia eléctrica, es necesaria la
conversión de ésta de una forma a otra, y que las características de conmutación de los
dispositivos de potencia permitan esas conversiones. Los convertidores de potencia
hacen estas funciones y se clasifican básicamente en seis tipos [6]:
1. Convertidores de CA-CD (rectificadores a diodos voltaje de salida fijo)
2. Convertidores de CA-CD (rectificadores controlados, con tiristores)
3. Convertidores de CA-CA (controladores de voltaje de CA)
4. Convertidores de CD-CD (convertidores de CD)
5. Convertidores de CD-CA (inversores)
6. Interruptores estáticos
De acuerdo a la necesidad que se tiene y siguiendo el orden esquemático de la
figura 2.1 se requiere primeramente un rectificador. Éste es el primer convertidor que se
seleccionó. Se diseñó el filtro capacitivo para la salida de este convertidor para obtener
el voltaje de CD que se requiere a la entrada del inversor.
2.4. Rectificador de Potencia
Los rectificadores dependiendo de la clase de suministro en la entrada se
clasifican como sigue [2, 6]:
1. Monofásicos
•
De media onda
•
Y de onda completa
2. Trifásicos
•
En puente de onda completa
El rectificador que se requiere en este trabajo de acuerdo a la aplicación es a
diodos trifásico en puente de onda completa.
20
CAPÍTULO 2
2.4.1. Parámetros de Rendimiento del Rectificador
Un rectificador es un procesador de potencia que debe producir un voltaje de
salida de CD con un contenido mínimo de armónicas. Al mismo tiempo debe mantener
la corriente de entrada tan sinusoidal como sea posible, y en fase con el voltaje de
entrada, para que el factor de potencia sea cercano a la unidad. La calidad de
procesamiento de potencia de un rectificador requiere la determinación del contenido de
armónicas de la corriente de entrada, el voltaje y la corriente de salida. Se pueden usar
desarrollos de la serie de Fourier para determinar el contenido de armónicas de voltajes
y corrientes. Los rendimientos de un rectificador se evalúan, en función de los
siguientes parámetros [6]:
El valor promedio de voltaje de salida (o de carga), Vcd
El valor promedio de la corriente de salida (o de carga), Icd
La potencia de salida en CD:
Pcd = Vcd I cd
(2.1)
El valor de raíz cuadrada media (rms) del voltaje de salida, Vrms
El valor rms de la corriente de salida, Irms
La potencia de salida en CA:
Pca = Vrms I rms
(2.2)
La eficiencia o razón de rectificación de un rectificador, permite comparar la
eficacia, y se define como:
η=
Pcd
Pca
(2.3)
Se puede considerar que el voltaje de salida está formado por dos componentes:
1. El valor de CD
2. El componente de CA o rizo
21
CAPÍTULO 2
El valor efectivo (rms) de la componente de CA en el voltaje de salida es:
2
Vca = Vrms
− Vcd2
(2.4)
El Factor de Forma, que es una medida de la forma del voltaje de salida, es:
FF =
Vrms
Vcd
(2.5)
El Factor de Rizo (RF, del inglés Ripple Factor), que es una medida del contenido
alterno residual, se define como:
RF =
Vca
Vcd
(2.6)
Si se sustituye la ecuación (2.4) en la ecuación (2.6), el RF se puede expresar
como:
2
⎛V ⎞
RF = ⎜⎜ rms ⎟⎟ − 1 = FF 2 − 1
⎝ Vcd ⎠
(2.7)
El Factor de Utilización de Transformador (TUF, de Transformer Utilization Factor)
se define como:
TUF =
Pcd
Vs I s
(2.8)
Donde, Vs e Is son el voltaje y la corriente rms del secundario del transformador,
respectivamente.
Considerando las formas de onda de la figura 2.3, donde vs es el voltaje sinusoidal
de entrada, is es la corriente instantánea de entrada e is1 es su componente
fundamental [6].
22
CAPÍTULO 2
Figura 2.3. Formas de onda del voltaje y corriente de entrada de un rectificador.
Si φ es el ángulo entre las componentes fundamentales de la corriente y el voltaje
de entrada, a φ se la llama ángulo de desplazamiento. El Factor de Desplazamiento
(DF, de Displacement Factor) se define como [6]:
DF = cos φ
(2.9)
También se le llama con frecuencia factor de potencia de desplazamiento (DPF, de
Displacement Power Factor).
El Factor Armónico (HF, de Harmonic Factor) de la corriente de entrada se define
como:
1/ 2
⎛ I2 − I2 ⎞
HF = THD = ⎜⎜ s 2 s1 ⎟⎟
⎝ I s1 ⎠
⎡⎛ I ⎞ 2 ⎤
= ⎢⎜⎜ s ⎟⎟ − 1⎥
⎢⎣⎝ I s1 ⎠
⎥⎦
1/ 2
(2.10)
Donde, Is1 es la componente fundamental de la corriente de entrada Is. Tanto Is1
como Is se expresan en valor rms. HF es una medida de la distorsión de una forma de
onda, y también se llama
Distorsión Armónica Total (THD, de Total Harmonic
Distortion) [6].
23
CAPÍTULO 2
El Factor de Potencia (PF) se define como:
PF =
Vs I s1
I
cos φ = s1 cos φ
Vs I s
Is
(2.11)
Si la corriente de entrada is es puramente sinusoidal, Is1=Is, y el factor de potencia
es igual al factor de desplazamiento DF. El ángulo de desplazamiento φ viene a ser el
ángulo de impedancia θ = tan −1 (ωL / R ) para una carga RL.
El Factor de Cresta (CF, de Crest Factor), es una medida de la corriente pico de
entrada I s ( pico ) en comparación con Is, su valor rms, interesa con frecuencia para
especificar las capacidades de corriente pico de los dispositivos y los componentes. El
CF de la corriente de entrada se define por:
CF =
I s ( pico )
Is
(2.12)
Un rectificador ideal debería tener η = 100% , Vca=0, RF=0, TUF=1, HF=THD=0,
FP=PDF=1.
2.4.2. Rectificador Trifásico
2.4.2.1. Carga resistiva
El rectificador trifásico en puente de onda completa se muestra en la figura 2.4,
éste produce rizos de seis pulsos por ciclo en el voltaje de salida. Los diodos están
numerados en orden de secuencia de conducción, cada uno de ellos conduce durante
120o. La secuencia de conducción de los diodos es 1-2, 2-3, 3-4, 4-5, 5-6, y 6-1. El par
de diodos conectados entre el par de líneas de alimentación que tengan la diferencia de
potencial instantáneo más alto de línea a línea serán los que conduzcan [6].
24
CAPÍTULO 2
Figura 2.4. Rectificador trifásico y numeración de los diodos de acuerdo a la secuencia de conducción.
El voltaje de línea a línea es
3 veces el voltaje de fase, para una fuente trifásica
conectada en Y. Las formas de onda y los ángulos de conducción de los diodos se ven
en la figura 2.5 [6].
Figura 2.5. Formas de onda y ángulo de conducción de los diodos del rectificador trifásico.
Si Vm es el valor pico del voltaje de fase, los voltajes instantáneos de fase se
pueden describir como [6]:
25
CAPÍTULO 2
van = Vm sen(ωt )
(2.13)
vbn = Vm sen(ωt − 120°)
(2.14)
vcn = Vm sen(ωt − 240°)
(2.15)
Ya que el voltaje de línea a línea está 30° adelantado al voltaje de fase, los
voltajes instantáneos de línea a línea se pueden describir como:
vab = 3Vm sen(ωt + 30°)
(2.16)
vbc = 3Vm sen(ωt − 90°)
(2.17)
vca = 3Vm sen(ωt − 210°)
(2.18)
El voltaje promedio de salida se determina como:
Vcd =
2 π /6
3 3
3Vm cos ωt d (ωt ) =
V = 1.654Vm
∫
2π / 6 0
π m
(2.19)
Donde, Vm es el voltaje pico de fase. El voltaje rms de salida es:
Vrms
⎡ 4 π /6
=⎢
∫
⎣ 2π / 6 0
⎤
3V cos ωt d (ωt )⎥
⎦
2
m
2
1/ 2
1/ 2
⎛3 9 3⎞
⎟⎟ Vm = 1.6554Vm
= ⎜⎜ +
π
2
4
⎠
⎝
(2.20)
Como la carga es puramente resistiva, la corriente pico a través de un diodo es
Im= 3 Vm/R, y el valor rms de la corriente en cada diodo es [6]:
⎡ 4
Ir = ⎢
⎣ 2π
∫
π /6
0
⎤
I cos ωt d (ωt )⎥
⎦
2
m
2
1/ 2
⎡1 ⎛π 1
2π
= I m ⎢ ⎜ + sen
6
⎣π ⎝ 6 2
⎞⎤
⎟⎥
⎠⎦
1/ 2
= 0.5518 I m
(2.21)
Para un rectificador trifásico la siguiente ecuación define el voltaje instantáneo de
salida como:
2
2
⎛
⎞
v0 (t ) = 0.9549Vm ⎜1 + cos(6ωt ) −
cos(12ωt ) + ... ⎟
143
⎝ 35
⎠
(2.22)
26
CAPÍTULO 2
2.4.2.2. Carga R-L
Con una carga resistiva, la corriente de carga tiene forma idéntica a la del voltaje
de salida. En la práctica, la mayor parte de las cargas son inductivas hasta cierto grado,
y la corriente de carga depende de los valores de la resistencia de carga R y de la
inductancia de carga L, figura 2.6. Se agrega una fuente de voltaje E con el objeto de
deducir ecuaciones generalizadas [6].
Figura 2.6. Rectificador trifásico con carga RL.
En la figura 2.5 se puede ver que el voltaje de salida es:
vd = vab = 2Vab senωt
para
π
3
≤ ωt ≤
2π
3
(2.23)
Donde Vab es el voltaje rms de entrada, de línea a línea [6]. La corriente de carga
i0, se puede determinar a partir de:
L
di0
+ Ri0 + E = 2Vab senωt
dt
(2.24)
Cuya solución es:
i0 =
2Vab
E
sen(ωt − θ ) + A1e- (R/L)t −
Z
R
(2.25)
27
CAPÍTULO 2
Donde la impedancia de carga Z= [R2+(ωL)2]1/2 y el ángulo de la impedancia es
θ=tan-1(ωL/R). La constante A1 de la ecuación 2.25 se puede determinar a partir de la
condición, cuando ωt= π/3, i0= I0 [6].
⎡
⎤
E
2Vab
π
A1 = ⎢ I 0 + −
sen( − θ )⎥ e ( R / L )(π / 3ω )
R
Z
3
⎣
⎦
(2.26)
Sustituyendo A1 en (2.25)
i0 =
⎡
⎤
2Vab
2Vab
π
E
E
sen(ωt − θ ) + ⎢ I 0 + −
sen( − θ )⎥ e( R / L )(π / 3ω − t ) −
3
Z
R
Z
R
⎣
⎦
(2.27)
Bajo condiciones de estado permanente, i0 (ωt=2π/3)=i0 (ωt=π/3). Esto es, i0
(ωt=2π/3)= I0 [6]. Aplicando esta condición se obtiene el valor de I0 como:
I0 =
2Vab sen(2π / 3 − θ ) − sen(π / 3 − θ )e − ( R / L )(π / 3ω ) E
−
Z
1 − e − ( R / L )(π / 3ω )
R
para I 0 ≥ 0
(2.28)
Que después de sustituir en la ecuación (2.27) y simplificando, se tiene que:
i0 =
sen(2π / 3 − θ ) − sen(π / 3 − θ ) ( R / L )(π / 3ω − t ) ⎤ E
⎡
e
⎢⎣ sen(ωt − θ ) +
⎥⎦ − R
1 − e − ( R / L )(π / 3ω − t )
2Vab
Z
para π / 3 ≤ ωt ≤ 2π / 3
e
(2.29)
i0 ≥ 0
La corriente rms en cada diodo es:
⎡ 2
Ir = ⎢
⎣ 2π
2π/3
∫π
/3
⎤
2
i0 d (ωt )⎥
⎦
1/2
(2.30)
Y la corriente rms de salida se puede determinar entonces combinando la corriente
rms de cada diodo [6]:
(
I rms = I r2 + I r2 + I r2
)
1/2
= 3I r
(2.31)
28
CAPÍTULO 2
2.4.3. Selección del Puente Rectificador
Después de consultar con los diferentes fabricantes y proveedores y de acuerdo a
la corriente que debe soportar el dispositivo
se seleccionó el convertidor trifásico
36MT120 de International Rectifier (IR), es un rectificador trifásico en puente, compacto
que soporta hasta 35A, encapsulado, que brinda eficiencia y confiabilidad de operación.
Diseñado para propósitos generales y aplicaciones de instrumentación. Las
características principales se muestran en la tabla 2.2 y figura 2.7 [18].
Tabla 2.2. Parámetros principales y características nominales del rectificador 36MT120.
Parámetros
36 MT
Unidades
35
A
60
°C
IFSM @ 50Hz
475
A
@ 60Hz
500
A
@ 50Hz
1130
A2s
@ 60Hz
1030
A2s
100 a 1600
V
-55 a 150
°C
I0
@ Tc
2
It
VRRM
TJ
2.4.4.
Características del Puente Rectificador
•
Encapsulado con alta conductividad térmica
•
Aislamiento eléctrico del casco
•
Terminales soldables
(a)
(b)
Figura 2.7. Diagrama eléctrico y forma física del puente rectificador 36MT120.
29
2.4.5.
CAPÍTULO 2
Cálculo del Capacitor del Bus de CD del Puente Rectificador
Se sabe que el voltaje de salida después de ser rectificado tiene las formas de
onda que se muestran en la figura 2.8, este voltaje no es continuo y por tanto el
promedio del mismo es menor, por tal razón, es necesario hacer un filtrado,
disminuyendo al máximo el rizo de las formas de onda y aumentando el voltaje
promedio a la salida del rectificador [19].
Figura 2.8. Formas de onda de voltaje de CA rectificado mostrando el periodo de conducción desde Vmáx
a Vmín.
Se utiliza un capacitor electrolítico. Esta capacitancia está en función inversa de la
diferencia de voltaje máxima permitida, DV, y se puede calcular de la ecuación
siguiente [19]:
Cmín =
2
máx
(V
2 Pin
2
) f rect .
− Vmín
(2.32)
Donde:
Pin
= la potencia de la carga, en Watts
Vmáx = el voltaje pico de línea
Vmín = el voltaje mínimo permitido y DV= Vmáx - Vmín.
Se debe tener en cuenta que los capacitores electrolíticos pierden algo de
capacitancia a través del tiempo, por tanto, se debe considerar una tolerancia al valor
de la capacitancia inicial al momento de la selección.
30
CAPÍTULO 2
Para este diseño se tienen los siguientes datos:
Vmáx= VLínea x
2 = 220 x
2 = 311 V
Vmín= 300 V, propuesto.
Pin= 1.12 kW, potencia del motor.
frect= flínea x 6, donde 6 es el número de pulsos por ciclo.
Por tanto, para este caso es:
f = 60 x6 = 360 Hz
Sustituyendo estos valores en la ecuación (2.32) se tiene:
Cmín =
2(1.12 x103 )
= 0.0009258 = 925.8μF
(3112 − 3002 )(360)
De acuerdo al cálculo anterior se debe poner como mínimo una capacitancia de
925.8 μF. En este diseño se utilizó una capacitancia de 1360 μF en el bus de corriente
directa como se ve en la figura 2.9.
Figura 2.9. Diagrama eléctrico de la fuente de voltaje para el inversor trifásico.
La fuente de voltaje que alimenta al inversor se muestra en la figura 2.9. Se puede
ver la conexión del puente rectificador trifásico 36MT120 y el capacitor del bus de
corriente directa.
El termistor que se ve en el diagrama de la figura 2.9 se utiliza como una técnica
de arranque suave para evitar el incremento de voltaje en el capacitor debido a las
inductancias del cableado o a algún transitorio de voltaje cuando éste se conecta a la
línea [19]. En este diseño se tienen cuatro termistores SL32 1R036, dos en paralelo y
en serie con otro arreglo de dos en paralelo.
31
CAPÍTULO 2
2.5. Inversor de Potencia
2.5.1. Fundamento Teórico del Inversor
Los inversores, son convertidores de CD a CA. La función de un inversor es
cambiar un voltaje de entrada de CD a un voltaje simétrico de salida de CA con la
magnitud y frecuencia deseadas. Tanto el voltaje como la frecuencia pueden ser fijos o
variables. Si se modifica el voltaje de entrada de CD y la ganancia del inversor se
mantiene constante, es posible obtener un voltaje variable de salida [6].
Por otra parte, si el voltaje de entrada de CD es fijo y no es controlable, se puede
obtener un voltaje de salida variable si se varía la ganancia del inversor, controlando la
modulación del ancho de pulso (PWM). La ganancia del inversor se puede definir como
la relación entre el voltaje de salida de CA y el voltaje de entrada de CD [6].
Los inversores se usan en accionamiento de motores de CA y en fuentes de
potencia de CA ininterrumpibles donde el objetivo es producir una salida sinusoidal de
CA cuya magnitud y frecuencia puedan ser controladas [2, 6].
Los inversores se pueden clasificar básicamente en dos tipos [2, 6]:
•
Inversores Monofásico
•
E Inversores Trifásicos
Y estos a su vez se pueden clasificar en Inversores Fuente de Voltaje e Inversores
Fuente de Corriente (por sus siglas en Inglés, VSI y CSI respectivamente) [2, 6].
Los inversores fuentes de voltaje también se pueden dividir en tres categorías
generales [2]:
•
Inversores Modulados por Ancho de Pulso
•
Inversores de Onda-Cuadrada
•
Inversores Monofásicos con Cancelación de Voltaje
32
CAPÍTULO 2
2.5.2. Conceptos Básicos del Inversor
Por simplicidad, se considera un inversor monofásico, el cual se muestra en la
figura 2.10(a), donde el voltaje de salida del inversor se filtra, por tanto, se considera
que v0 es sinusoidal. Puesto que los inversores normalmente alimentan cargas
inductivas, como motores de CA, la corriente i0 se atrasa al voltaje v0, como se muestra
en la figura 2.10(b). Las formas de onda de salida de la figura 2.10(b) muestran que
durante el intervalo 1, i0 y v0 son positivos, mientras que en el intervalo 3, i0 y v0 son
negativos. Por tanto, durante el intervalo 1 y 3, el flujo de potencia instantánea p0 (=v0
i0) es del lado de CD al lado de CA, que corresponde a un modo de operación “inversor”
[2].
Figura 2.10. Inversor Monofásico: a) A modo de interruptores, b) Formas de onda a la salida del
inversor, c) Cuadrantes del plano i0-v0 del inversor.
Cuando, v0 e i0 son de signo opuesto durante el intervalo 2 y 4, el flujo p0 va del
lado de CA al lado de CD del inversor que corresponde al modo de operación
“rectificador”. Por tanto, el inversor debe ser capaz de operar en los cuatro cuadrantes
del plano i0-v0 durante cada ciclo de la salida de CA, como se ve en la figura 2.10(c) [2].
33
CAPÍTULO 2
En la figura 2.11, se muestra una sola rama (pierna) del inversor. Todas las
topologías de inversores CD-CA descritas en esta sección se derivan del convertidor de
una sola pierna. Por facilidad, se asumirá que en el inversor de la figura 2.11 el punto
medio del voltaje de entrada de CD esta disponible, aunque en la mayoría de los
inversores no es así [2].
Figura 2.11. Pierna del Inversor a Modo de Interruptores.
Para entender las características del inversor CD-CA de una sola pierna, primero
se asume que el voltaje de entrada Vd es constante y que los interruptores del inversor
se modulan por ancho de pulso para formar y controlar el voltaje de salida.
2.5.3. Modulación por Ancho de Pulso
Para producir una forma de onda de voltaje de salida sinusoidal en los inversores,
a una frecuencia deseada, se compara una señal de control sinusoidal a la frecuencia
deseada, con una forma de onda triangular como se ve en la figura 2.12(a). La
frecuencia de la forma de onda triangular establece la frecuencia de conmutación del
^
inversor y se mantiene generalmente con amplitud constante V tri [2, 7].
34
CAPÍTULO 2
Figura 2.12. Voltaje sinusoidal de salida producido por PWMs.
La frecuencia f s de la forma de onda triangular vtri se le conoce como frecuencia
de conmutación o carrier, ver figura 2.12(a). La señal de control, vcontrol , se usa para
modular el ciclo de trabajo del interruptor y tiene una frecuencia f1 ; esta frecuencia es
la fundamental o de modulación deseada del voltaje de salida del inversor.
La amplitud de la relación de modulación ma se define como [2]:
^
ma =
V control
(2.33)
^
V tri
^
^
Donde, V control es la amplitud pico de la señal de control y V tri la amplitud de la
señal triangular.
La relación de modulación de frecuencia m f se define como:
35
mf =
CAPÍTULO 2
fs
f1
(2.34)
En el inversor de la figura 2.11, los interruptores TA+ y TA- se controlan en base a la
comparación de vcontrol y vtri , como los dos interruptores nunca están apagados o
encendidos, simultáneamente, el voltaje de salida v Ao varía entre
vcontrol > vtri ,
vcontrol < vtri ,
TA + encendido,
TA − encendido,
1
1
Vd y − Vd [2]:
2
2
1
v Ao = Vd
2
1
v Ao = − Vd
2
(2.35)
El espectro armónico de v Ao , para ma ≤ 1.0 , da algunos elementos importantes [2]:
• La salida de voltaje promedio VAo en un periodo de tiempo (Ts=1/fs), depende de
^
la relación de vcontrol y V tri para un Vd dado [2, 7]:
VAo =
vcontrol Vd
^
2
V
^
vcontrol ≤ Vtri
(2.36)
tri
Figura 2.13. Periodo de conmutación considerando vcontrol constante.
36
CAPÍTULO 2
Si se asume que vcontrol es constante en un periodo de conmutación Ts, figura 2.13,
la ecuación (2.36) indica cómo varía el valor “Promedio instantáneo” de v Ao de un
periodo de conmutación a otro. Este “Promedio instantáneo” es el mismo que el de la
componente fundamental de v Ao . Por tanto, vcontrol se elige sinusoidal, puesto que así se
obtiene una salida de voltaje de la misma forma, por supuesto, con algo de contenido
armónico. Además, permite que el voltaje de control varíe sinusoidalmente a la
frecuencia deseada o fundamental f1 = ω1 / 2π de la salida del inversor [2]:
(2.37)
^
vcontrol = V control senω1t
Donde
^
vcontrol ≤ Vtri
Sustituyendo la ecuación (2.37) en (2.36), las cuales muestran que la componente
fundamental (v Ao )1 , varía sinusoidalmente y está en fase con vcontrol en función del
tiempo:
^
(v Ao )1 =
V control
^
senω1t
Vtri
Vd
V
= ma senω1t d
2
2
para ma ≤ 1.0
(2.38)
Por tanto
^
(V Ao )1 = ma
Vd
2
ma ≤ 1.0
(2.39)
De donde se puede ver que en un PWM sinusoidal, la amplitud de la componente
fundamental del voltaje de salida varía linealmente ( para ma ≤ 1.0 ). Por tanto, el rango
de ma de 0 a 1 se le llama rango lineal [2].
• En el inversor de la figura 2.11 se puede ver que:
1
v AN = v Ao + Vd
2
(2.40)
Por lo tanto, las componentes armónicas de voltaje en v AN y v Ao son iguales:
^
^
(V AN ) h = (V Ao ) h
(2.41)
37
CAPÍTULO 2
• La armónica mf debe ser un entero impar [2]. El valor de la frecuencia de
conmutación mínima se determina por la calidad de resolución con la que se desea que
se reproduzca la frecuencia fundamental y no incrementen el contenido armónico,
también se debe salir de la frecuencia auditiva. La frecuencia de conmutación máxima
se establece de las pérdidas por interrupción de los IGBT’s. Por lo tanto, el rango
recomendado para cubrir estas limitantes está entre 6-20 kHz.
2.5.4. Inversores Trifásicos
Los inversores más frecuentemente usados en accionamientos de motores de CA
son los circuitos trifásicos. Consisten de tres piernas, una para cada fase, figura 2.14.
Cada pierna del inversor es igual a la analizada en la sección de conceptos básicos, la
salida de cada pierna con respecto al negativo del bus de CD, v AN , depende solo de Vd y
del estado del interruptor.
El voltaje de salida es independiente de la corriente de carga, ya que uno de los
dos interruptores en una pierna está siempre encendido en cualquier instante. Se
desprecia el tiempo muerto que se requiere en los circuitos prácticos y se asume que
los interruptores son ideales. Por tanto, la salida de voltaje del inversor es
independiente de la dirección de la corriente de carga [2].
Figura 2.14. Diagrama del Inversor trifásico.
38
CAPÍTULO 2
2.5.5. PWM en Inversores Trifásicos Fuente de Voltaje
El objetivo de estos inversores al igual que los monofásicos es controlar los
voltajes trifásicos de salida en magnitud y frecuencia con un voltaje de entrada, Vd,
constante.
Para obtener voltajes de salida trifásicos balanceados en un inversor PWM
también se compara una forma de onda triangular con tres voltajes de control
sinusoidales que están desfasados 120°, como se muestra en la figura 2.15(a) [2, 7,
10].
Figura 2.15. Formas de onda PWM trifásicas.
39
CAPÍTULO 2
En la figura 2.15(b) se puede ver que un valor promedio idéntico de la componente
de CD se presenta en los voltajes de salida v AN y vBN los cuales son medidos con
respecto al negativo del bus de CD. Estas componentes de CD son canceladas en los
voltajes de línea a línea como se en v AB de la figura 2.15(b) [2].
2.5.6. Modulación Lineal en Inversores Trifásicos ( ma ≤ 1 )
El valor pico de la componente fundamental en una pierna del inversor es:
^
(V AN )1 = ma
Vd
2
(2.42)
Por tanto, el voltaje fundamental rms de línea a línea, debido a la diferencia de
fases de 120° se puede escribir como:
VLL1 =
3 ^
3
(VAN )1 =
maVd ≈ 0.612maVd
2
2 2
(2.43)
2.5.7. Sobremodulación en Inversores Trifásicos ( ma > 1 )
Previamente, se consideró ma ≤ 1.0 que corresponde a la zona lineal de un PWM
sinusoidal. Por lo tanto, la amplitud del voltaje fundamental varía linealmente con ma. En
esta zona el PWM lleva las armónicas alrededor de la frecuencia de conmutación y sus
múltiplos. A pesar de que esta característica se desea en un PWM sinusoidal en la zona
lineal, uno de los inconvenientes es que la amplitud disponible máxima de la
componente fundamental no es tan alta como se quiere. Esta es una consecuencia
natural de las muescas en el voltaje de salida, Figura 2.15 [2].
Para incrementar la amplitud de la componente fundamental en el voltaje de
salida, ma se lleva por arriba de 1 dando como resultado la sobremodulación. La
sobremodulación causa que el voltaje de salida tenga más armónicas comparado con la
zona lineal. En la sobremodulación la amplitud de la componente fundamental no varía
linealmente con ma, figura 2.16 [2, 7].
40
CAPÍTULO 2
Figura 2.16. Regiones de modulación en inversores trifásicos
En la figura 2.16 se puede ver el valor rms del voltaje de línea a línea
fundamental, VLL1 , en función de ma. También se puede ver que cuando ma sale de la
región de sobremodulación cae en la zona de onda cuadrada. Por tanto, el valor
máximo de VLL1 es de 0.78Vd .
2.5.8. Voltajes de Fase a Neutro en Inversores Trifásicos
En la figura 2.17 se muestra un diagrama de bloques de un inversor fuente de
voltaje trifásico que alimenta a un motor de CA. Se simplifica el circuito equivalente con
respecto al neutro, n , de cada fase de la carga. Se asume que eA (t ) , eB (t ) , y eC (t ) son
sinusoidales [2].
Figura 2.17. Diagrama de bloques de un inversor fuente de voltaje que alimenta a un motor de CA.
41
CAPÍTULO 2
Bajo condiciones balanceadas de operación, es posible expresar los voltajes de
fase vkN de la salida del inversor con respecto al neutro n de la carga en términos de
los voltajes de salida del inversor con respecto al negativo N del bus de CD:
vkN = vkN − vnN
k = A, B, C
(2.44)
Cada voltaje de fase se puede escribir como:
vkN = L
dik
+ ekn
dt
(2.45)
En cargas trifásicas (a tres alambres):
iA + iB + iC = 0
y
d
(iA + iB + iC ) = 0
dt
(2.46)
Similarmente:
eA + eB + eC = 0
(2.47)
De las ecuaciones anteriores se puede escribir la siguiente condición para los
voltajes del inversor:
v An + vBn + vCn = 0
(2.48)
Y por tanto
1
vnN = (v AN + vBN + vCN )
3
(2.49)
Sustituyendo la ecuación (2.49) en la (2.44), se puede determinar el voltaje de fase
a neutro para la fase A:
2
1
v An = v AN − (vBN + vCN )
3
3
(2.50)
Ecuaciones similares a la anterior se pueden escribir para las fases B y C.
42
CAPÍTULO 2
2.5.9. Selección del Módulo de Potencia-Inversor Trifásico
En la selección del módulo de potencia se consultó a los diferentes
fabricantes y proveedores de estos dispositivos, y de acuerdo a esta aplicación,
el módulo que cubre las necesidades que se tienen en el accionamiento de
motores trifásicos de inducción y que se consideró conveniente, es el siguiente:
El módulo integrado de potencia, EMP25P12B de International Rectifier,
figura 2.18, para aplicaciones de accionamiento de motores. Tiene resistencias
sensoras de corriente en las salidas de cada una de las fases. Cada extremo de las
resistencias sensoras está directamente unido a un pin externo para reducir efectos
parásitos y lograr precisión en los voltajes retroalimentados [20].
Figura 2.18. Módulo de potencia EMP25P12B de International Rectifier.
2.5.10. Características del Módulo de Potencia EMP25P12B
El módulo tiene:
•
IGBT’s que soportan hasta 25 A, 1200 V.
•
Capacidad de corto circuito 10 μs.
9 Área de operación segura de polarización inversa (RBSOA), cudrada.
9 Bajo Vce(on) (2.28 Vtyp @ 25 A, 25 oC).
9 Coeficiente de temperatura positivo Vce(on).
9 VF del Diodo, Bajo (1.76 Vtyp @ 25 A, 25 oC).
9 Recuperación inversa suave.
•
Resistencias sensoras en las salidas de cada fase y en la barra del bus de CD
negativo de 4 mΩ.
9 Coeficiente térmico < 50 ppm/oC.
43
CAPÍTULO 2
2.5.11. Descripción del Módulo de Potencia
El módulo EMP25P12B tiene seis IGBT’s, figura 2.19, con sus respectivos diodos
en antiparalelo o de libre camino, en una configuración estándar del inversor. Los
IGBT’s incluidos en el módulo inversor soportan 1200V – 25A (corriente máxima medida
a 100 oC) [20].
Gracias a los nuevos diseños y a la tecnología estos dispositivos no necesitan
voltaje negativo de compuerta para su apagado completo. El efecto de rizado es
reducido, comparado con dispositivos de la misma familia. Otra característica
innovadora en estos módulos de potencia es la presencia de resistencias sensoras en
la salida de las tres fases para el sensado de la corriente del motor, así como, otra
resistencia del mismo valor en el bus de CD negativo, que se usa para la protección del
dispositivo. En la estructura de este dispositivo también se incluye un sensor térmico
con un coeficiente térmico negativo, Th+ y Th- en la figura 2.19 [20].
Figura 2.19. Diagrama eléctrico interno del módulo de potencia.
Las señales de la tarjeta de control no son afectadas por inductancias parásitas o
resistencias, inevitablemente presentes en el esquema del módulo.
44
CAPÍTULO 2
La tecnología usada por este módulo es la estándar y conocida DBC (Direct
Bondable Copper) [20]:
Sobre una base gruesa de cobre se coloca substrato de Allumina (Al2O3), con una
lámina de cobre de 300 μm en ambos lados, los moldes de los IGBT’s y diodos, están
directamente soldados. Estos moldes están unidos con un cable de aluminio de 15 mils
para conexiones de potencia y señal. Todos los componentes están completamente
cubiertos por un gel de silicón para protección mecánica y aislamiento eléctrico. La
identificación de los pines del módulo se muestra en la figura 2.20.
Figura 2.20. Identificación de los diferentes pines del módulo de potencia.
2.6. Controlador de Compuertas Trifásico
El puente controlador trifásico o driver, es un dispositivo que recibe las señales
PWM de 3.3V proporcionadas por el DSP, aisladas y elevadas a 5V por
optoacopladores. Este a su vez las lleva a un nivel de voltaje de 10 a 20V, las cuales
alimentan las compuertas de los IGBT’s de potencia. Éstas deben estar clasificadas en
seis señales, tres del lado alto y tres del lado bajo, referenciadas.
Además este puente controlador protege por sobrecorriente a los IGBT’s, mediante
entradas de falla, las cuales desactivan las seis salidas para evitar daños al inversor
[21].
45
CAPÍTULO 2
2.6.1. Selección del Circuito Integrado Controlador de Compuertas
El Circuito Integrado (CI) controlador de compuertas es una parte integral de un
inversor, y está hecho a base de dispositivos semiconductores. La salida de un inversor
depende de la forma en que el circuito de disparo excita los dispositivos de
conmutación y está en función directa de ésta. Por tanto, las características del circuito
de disparo son elementos claves para tener la salida deseada y los requisitos de control
de cualquier convertidor de potencia, en este caso el inversor.
Para la selección de este integrado se consultaron diferentes fabricantes y
proveedores de semiconductores; se requería principalmente que este controlador fuera
para aplicaciones trifásicas y que además tuviera ciertos esquemas de protección y
señales de bloqueo. Se llegó a la selección de un CI IR2136, de International Rectifier,
figura 2.21 [21].
Figura 2.21. Circuito Integrado Controlador de compuertas IR2136.
2.6.2. Características del Controlador de Compuertas
Este circuito cuenta con [21]:
•
Canal flotante diseñado para operación de bootstrap.
Operación plena a +600V.
Tolerante a transitorios de voltaje negativo - dV/dt.
•
Rango de la fuente accionadora de compuerta de 10 a 20V.
•
Paro por caída de voltaje para todos los canales.
•
Paro por sobrecorriente, bloquea los seis canales.
•
Controladores de 3 medios-puente Independientes.
46
CAPÍTULO 2
•
Prevención lógica de cruce de conducción.
•
Salidas de lado bajo desfasadas con las entradas. Salidas de lado alto
desfasadas o en fase con la entrada.
•
Lógica Compatible de 3.3V.
•
Bajo di/dt en accionamiento de compuerta para mejorar la inmunidad al ruido.
•
Retraso programable externo para limpieza de falla automática.
2.6.3. Descripción del Controlador de Compuertas
El circuito integrado IR2136 se usa para la conmutación de IGBT’s de potencia.
Tiene tres canales independientes, lados altos y bajos de salidas referenciadas para
aplicaciones trifásicas. Un disparo por sobrecorriente, bloquea las seis salidas, esto
puede derivarse de una resistencia externa sensora de corriente. Una función ENABLE
está disponible para interrumpir simultáneamente estas seis salidas. Proporciona una
señal de falla open-drain para indicar que ocurrió un apagado por sobrecorriente, caída
de voltaje o sobretemperatura [21].
Las condiciones de falla de sobre corriente, se limpian automáticamente después
de un retraso programado por una red RC conectada en la entrada RCIN, figura 2.22. El
canal flotante se utiliza para controlar los IGBT’s en la configuración del lado alto, que
puede operar hasta 600 V [21, 22].
Figura 2.22. Conexión típica del CI IR2136.
47
CAPÍTULO 2
En seguida se muestra el diagrama funcional a bloques del IR2136, en el que se
puede identificar cada uno de los pines y sus conexiones internas, figura 2.23 [21].
Figura 2.23. Diagrama funcional del CI IR2136.
Donde:
Vcc
Fuente fija de voltaje del lado bajo.
Vss
Tierra lógica.
HIN Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de lado
alto (HO1, 2, 3), desfasadas.
LIN Entradas lógicas para las salidas del controlador de compuertas de lado
bajo (LO1, 2, 3), desfasadas.
FAULT Indica falla de sobrecorriente (ITRIP) o que ha ocurrido un paro por
bajo voltaje en el lado bajo (Vcc). Negativo lógico, salida open-drain.
48
CAPÍTULO 2
EN Entrada lógica para habilitar la funcionalidad I/O (Input/Output). Positivo
lógico, es decir, la lógica I/O funciona cuando ENABLE es alta. No hay
efecto en FAULT y no dispara.
ITRIP
Entrada analógica para disparo por sobrecorriente. Cuando se activa,
ITRIP apaga las salidas, activa FAULT en bajo y pone en bajo la terminal
RCIN. Cuando ITRIP se desactiva, FAULT permanece activo en bajo por
un
tiempo
fijo
externo
TFLTCLR
(1.65típico-2máx
ms),
después
automáticamente se pone inactivo (open-drain high impedance).
RCIN
Red RC externa de entrada que se usa para definir el retraso del
LIMPIADO DE FALLA (FAULT CLEAR), TFLTCLR, aproximadamente a R*C.
Cuando RCIN>8V, el pin FAULT regresa a salida open-drain.
COM Retorno del lado bajo del controlador de compuertas.
VB1, 2, 3 Fuente flotada del lado alto.
HO1, 2, 3 Salidas del controlador de compuertas del lado alto.
VS1, 2, 3 Retornos de la fuente flotada de alto voltaje.
LO1, 2, 3 Salidas del controlador de compuertas del lado bajo.
2.6.4. Circuito de Bootstrap en el Controlador de Compuertas
Uno de los circuitos importantes que hay que implementar al controlador de
compuertas es el circuito de bootstrap. Este circuito son capacitores entre los pines
Vb1,2,3 y Vs1,2,3, y diodos en serie con el capacitor, como se ve en la figura 2.22, que
sirven de fuentes a los IGBT’s del lado alto del inversor. Para el cálculo de este
capacitor se utiliza el llamado método de bootstrap [23, 24].
El método de bootstrap tiene la ventaja de ser simple y barato pero tiene algunas
desventajas, el ciclo de trabajo y el tiempo de encendido son limitados por la renovación
de la carga del capacitor de bootstrap, Cbs. El voltaje Vbs, diferencia de voltaje entre los
pines Vb1,2,3 y Vs1,2,3, en la figura 2.22, da el suministro del lado alto a los IGBT’s del
módulo. Este voltaje es una fuente flotada que se fija en el nivel más alto del voltaje Vs,
el cual en la mayoría de los casos será una onda cuadrada de alta frecuencia [23, 24].
49
CAPÍTULO 2
La operación del circuito de bootstrap es la siguiente:
Cuando Vs se lleva a tierra, a través del lado bajo de los IGBT’s, el capacitor de
bootstrap (Cbs) se carga a través del diodo de bootstrap (Dbs) de la fuente de 15 V (Vcc),
proporcionando así una fuente Vbs. Cuando Vs se lleva a un voltaje más alto por el
transistor del lado alto, la fuente Vbs flotará, el diodo de bootstrap estará polarizado
inversamente y bloqueará el voltaje ésta [25]. Esta fuente necesita estar en el rango de
10 a 20 V para garantizar que el circuito integrado de control pueda conmutar a los
transistores que están siendo accionados.
2.6.5. Factores que Afectan la Fuente de Bootstrap
Hay cinco factores que influyen a los requerimientos de suministro del capacitor Vbs:
1. Carga de Compuerta requerida para los transistores.
2. Corriente fija Iqbs para el circuito del controlador del lado alto.
3. Corriente dentro de los niveles permitidos por el circuito integrado.
4. Corriente de fuga de la compuerta a la fuente.
5. Corriente de fuga del capacitor de bootstrap.
Estos cinco factores son relevantes solo si el capacitor es electrolítico, para otro
tipo de capacitores no se toman en cuenta. Por tanto, es recomendable usar un
capacitor no-electrolítico.
2.6.6. Cálculo del Capacitor de Bootstrap
Para calcular el capacitor de bootstrap, primero se debe conocer la caída de
voltaje mínima, ΔVBS, cuando el lado alto del IGBT esté en conducción. Si VGEmín es el
voltaje Gate-Emisor mínimo para mantener la conducción, la caída de voltaje debe ser
[26]:
ΔVBS ≤ VCC − VF − VGEmín − VCEon
(2.51)
50
CAPÍTULO 2
Bajo la condición:
VGEmín >VBSUBVGEmín = 10 V
VBSUB- = 8.2 V de [21].
Donde:
Vcc es el voltaje de la fuente del circuito IR2136, VF es el voltaje directo del diodo
de bootstrap, VCEon es el voltaje Colector-Emisor del lado bajo del IGBT y VBSUV- es la
caída de voltaje negativo de la fuente del lado alto que va al umbral.
También se deben considerar los factores que contribuyen a la disminución de VBS
[26]:
•
Carga de compuerta requerida para la conducción del IGBT (QG).
•
Corriente de fuga Gate-Emisor del IGBT (ILK_GE).
•
Corriente fija de la sección flotada (IQBS).
•
Corriente de fuga de la sección flotada (ILK).
•
Corriente de fuga del diodo de bootstrap (ILK_DIODE).
•
Corriente del diodo antiparalelo, cuando está encendido (IDS-).
•
Carga requerida por los cambiadores de nivel internos por ciclo (QLS).
5nC (500V/600V CI’s) o 20 nC (1200V CI’s) [24].
•
Corriente de fuga del capacitor de bootstrap (ILK_CAP). Es relevante solo si el
capacitor es electrolítico, para otro tipo de capacitores esta se desprecia [26]. Por
tanto es mejor usar un capacitor no-electrolítico.
•
Tiempo de encendido del lado alto (THON).
Entonces:
QTOT = QG + QLS + ( I LK _ GE + I QBS + I LK + I LK _ DIODE + I LK _ CAP + I DS − )THON
(2.52)
51
CAPÍTULO 2
Pero QTOT=QBS y también se puede calcular de forma más simplificada [23]:
QBS = 2QG +
I QBS
f
+ QLS +
I LK _ CAP
f
(2.53)
La capacitancia mínima de bootstrap es:
C BOOTmín ≥
QBS
ΔVBS
(2.54)
Sustituyendo las ecuaciones (2.51) y (2.53) en (2.54) se tiene:
CBOOTmín
I
I
⎤
⎡
2⎢2QG + QBS + QLS + LK _ CAP ⎥
f
f ⎦
≥ ⎣
VCC − VF − VGEmín − VCEon
(2.55)
Donde:
f= es la frecuencia de switcheo o frecuencia de operación, para este caso,
16kHz.
De las hojas de datos se tienen los siguientes valores:
QGmáx = 254nC [20].
IQBS = 120 μA [21].
QLS = 5nC [24].
Vcc = 16V.
VF = 1.5V [27].
VCEon = 2.28V [20].
VGEmín = 10V.
Sustituyendo los valores anteriores en la ecuación (2.55) se tiene:
52
CBOOTmín
CAPÍTULO 2
⎡
⎤
120 x10−6
−9
2⎢2(254 x10 ) +
+ 5 x10− 9 + 0⎥
3
−6
16 x10
⎦ = 0.521x10 = 0.000000854 = 0.854μF
≥ ⎣
15 − 1.5 − 10 − 2.28
1.22
Se implementó un capacitor de 1 μF, de acuerdo con el cálculo anterior. La parte
que se hace cero en la operación anterior, es debido a que ILK_CAP=0, porque se utilizan
capacitores de tantalio.
Se recomienda como mínimo un capacitor de 0.47μF para esta aplicación [24].
2.7. Optoacopladores
2.7.1.
Selección de Optoacopladores
Se buscó un optoacoplador con dos señales de entrada y dos señales de salida
para tener un arreglo de tres optoacopladores
que generen las seis señales que
requiere el controlador de compuertas para el accionamiento de los seis IGBT’s del
inversor.
El optoacoplador utilizado en esta aplicación es el HCPL-2531 que constan de un
par de LEDs emisores de luz dirigidos a transistores fotodetectores de alta velocidad,
figura 2.24. La polarización del transistor es debido a la luz emitida por el diodo
teniendo así un aislamiento óptico [28].
Figura 2.24. Dispositivos internos del optoacoplador HCPL-2531.
53
2.7.2.
CAPÍTULO 2
Características de los Optoacopladores Seleccionados
Este dispositivo cuenta con una conexión separada para la polarización del
fotodiodo
que
mejora
la
velocidad
para
diferentes
magnitudes
sobre
los
optoacopladores convencionales reduciendo la capacitancia base-colector del transistor
de entrada [28]. Mantiene un aislamiento entre las señales de entrada y salida del
microcontrolador DSP. Las entradas pueden provenir de los sensores de temperatura,
voltaje y corriente, y las salidas de los circuitos PWM. Físicamente, es un circuito
integrado de ocho pines como se muestra en la figura 2.25 [28].
Figura 2.25. Circuito integrado del optoacoplador HCPL-2531.
2.8. Sensores
Los sensores forman parte de los esquemas de protecciones, por tanto, la
selección de éstos y el diseño de los circuitos auxiliares que ayudan a su
funcionamiento se hacen en el capítulo 3.
54
CAPÍTULO 2
2.9. Microcontrolador DSP
La tarjeta de desarrollo empleada en este trabajo es de la familia DSP56F8300 de
Freescale Semiconductor, antes Motorola, figura 2.26 [29, 30, 31, 32, 33].
Figura 2.26. Tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO de Freescale Semiconductor.
2.9.1.
Características de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO
Esta tarjeta cuenta con [29, 30, 31, 32, 33]:
•
Un microcontrolador DSP56F8323
•
Interruptor de Reset
55
CAPÍTULO 2
•
Interruptor para usuario SW1
•
Interruptor IRQA
•
Control de interrupciones mediante registros de prioridad de Interrupción, IPR
•
Puerto de Comunicación P1
•
Puerto para comunicación serie SCI
•
Puerto GPIO/SERIAL de 16 pines de entrada/salida de propósito general
•
Puerto TIMER/PWM de 16 pines
•
Puerto JTAG/EOnCE de 14 pines
•
Puerto ADC de 10 pines
•
Puerto de comunicación CAN (Controller Area Network)
•
Puertos de 3.3, 5 y 9 V
•
Led indicador de encendido
•
10 leds indicadores para propósitos del usuario
2.9.2.
Descripción de la Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO
La familia DSP56F8300 de Freescale Semiconductor son microcontroladores de
16-bits. Su poder de procesamiento combinado con la funcionalidad de un
microcontrolador y un juego flexible de periféricos, crea una solución sumamente
rentable proporcionada en una sola pastilla. El microcontrolador DSP56F8323 cuenta
con una capacidad de procesamiento de 60 MIPS (millones de instrucciones por
segundo) a 60 MHz, con memorias Flash y RAM para almacenamiento de programas y
datos, y puede operar hasta una temperatura de 125°C. El puerto de comunicación P1
(LPT o de impresora) de la tarjeta de desarrollo se utiliza para la carga y depuración de
programas, el puerto de comunicación serie SCI se emplea para la transmisión de datos
hacia un medio de visualización. Cuenta con un convertidor analógico a digital (ADC) de
12-bits que puede hacer dos conversiones simultáneamente y se puede sincronizar con
el módulo PWM [29, 30, 31, 32, 33].
56
CAPÍTULO 2
Los módulos que se emplearon en la implementación del programa de control para
la prueba de la interfaz son los siguientes [34]:
•
Control de Interrupciones
•
Memoria Flash y RAM para el programa
•
Puerto o Módulo PWM
•
Convertidor Analógico-Digital (ADC)
•
Circuito cuádruple temporizador comparador de propósito general
•
Pines de entrada/salida de propósito general
•
Puerto para carga y depuración de programas
•
Interfaz de comunicación serie
Para mayor información a cerca del programa de control y la descripción de los
módulos antes mencionados dirigirse a [34].
57
CAPÍTULO
CAPÍTULO 3
3
PROTECCIONES PARA LA INTERFAZ DE POTENCIA
EN EL ACCIONAMIENTO DE UN MOTOR DE
INDUCCIÓN
En este capítulo se diseñan y describen los diferentes esquemas de protección
para la interfaz de potencia de un motor de inducción de 1.5 HP, así como la operación
y funcionamiento de éstos. Se parte de un diagrama a bloques del sistema completo de
las etapas principales. Los esquemas de protección que se diseñaron son, protección
por sobrecorriente, por sobretemperatura, por sobrevoltaje y de aislamiento.
3.1. Esquema a Bloques de la Interfaz de Potencia
En el diseño y la implementación de los esquemas de protección de la interfaz de
potencia se parte del diagrama a bloques de la figura 3.1 con el fin de llevar un orden
esquemático que ayude a visualizar cada módulo con sus respectivas protecciones. El
diagrama a bloques cuenta con los módulos siguientes [35]:
• Puente rectificador de potencia (convertidor CA-CD)
• Inversor trifásico (Convertidor CD-CA)
• Controlador de compuertas (Drive) para IGBT’s
• Optoacopladores
• Sensores (de temperatura, voltaje, corriente y velocidad)
• Microcontrolador DSP (el control)
• Motor de inducción
58
CAPÍTULO 3
Figura 3.1. Esquema a bloques de los diferentes módulos que conforman la interfaz de potencia.
Como se puede ver en la figura 3.1, en el accionamiento de motores de corriente
alterna, en aplicaciones de velocidad variable, la conversión de la potencia de una
forma a otra, el aislamiento entre las etapas de control y potencia, el accionamiento de
compuertas de los convertidores y el sensado de algunas variables de control,
requieren diferentes dispositivos semiconductores, los cuales, al igual que al motor es
necesario proteger.
59
CAPÍTULO 3
3.2. Protecciones en la Interfaz de Potencia
Debido al proceso de recuperación en sentido inverso de los dispositivos de
potencia y las acciones de conmutación del circuito, pueden presentarse voltajes
transitorios y condiciones de falla por cortocircuito en los circuitos convertidores, dando
como resultado un flujo excesivo de corriente por los dispositivos, causando el daño de
éstos o disminuyendo su vida útil; también el calor producido por las pérdidas en un
semiconductor, se debe disipar de manera que no se excedan las temperaturas de
trabajo máximas, especificadas por las hojas de datos de los dispositivos de potencia.
Estos dispositivos de potencia se protegen contra, avalancha térmica, con disipadores
de calor, altas tasas dv/dt y di/dt, con circuitos amortiguadores, estados transitorios por
recuperación inversa, con diodos, estados transitorios en el lado de la alimentación,
con varistores y sobrecorrientes en la alimentación del rectificador, con fusibles [6].
Los esquemas de protección para esta interfaz de potencia, se diseñaron tomando
en cuenta los diferentes estados transitorios, antes mencionados, que pueden ocurrir en
la operación, considerando la capacidad del motor, los requerimientos para la operación
de éste y las especificaciones de los fabricantes de cada dispositivo que compone la
interfaz. Estos esquemas se diseñaron de acuerdo al orden siguiente:
•
Protección de Sobrecorriente
•
Protección de Sobretemperatura
•
Protección de Sobrevoltajes
•
Protección por aislamiento
•
Protecciones del circuito integrado IR2136
3.2.1. Protección de Sobrecorriente
La protección de sobrecorriente se diseña principalmente
de acuerdo a la
corriente de arranque del motor y la corriente máxima que soporta el módulo inversor,
60
CAPÍTULO 3
en este caso el motor de 1.5HP tiene una corriente nominal de 4.2A a 230V y una
corriente de arranque de 16A, de acuerdo a datos del fabricante. El módulo inversor
EMP25P12B seleccionado en el capítulo 2, soporta una corriente de 25A a 100°C, 50A
a 25°C
y un transitorio de corriente de hasta 100A. Este módulo cuenta con
resistencias sensoras de 4mΩ que determinan la corriente a sensar. Con las
características anteriores se procede a buscar un sensor de corriente que cumpla
dichos requerimientos.
Haciendo una investigación con los diferentes fabricantes y proveedores de
semiconductores y de acuerdo con los requerimientos mencionados y el tipo de
aplicación, se busca un sensor de corriente que cumpla con éstos, y además, que
facilite la interfaz con el microcontrolador DSP para el procesamiento del sensado de la
corriente. Se encontró un sensor de corriente lineal IR2175 de International Rectifier.
3.2.1.1. Sensor de corriente IR2175
El sensor de corriente es un circuito integrado IR2175 de International Rectifier,
figura 3.2. Estos circuitos, están diseñados para transferir la información del sensado de
la corriente de la parte de alta potencia a la parte baja (Microcontrolador DSP) de un
circuito de accionamiento de motor, de tal manera, que esta información puede ser
procesada por circuitos de control [36].
Figura 3.2. Circuito integrado sensor de corriente IR2175.
61
CAPÍTULO 3
3.2.1.2. Características del Sensor IR2175
•
Canal flotado hasta +600 V.
•
Integración monolítica (que esta hecha de una sola pieza, rígida, no flexible).
•
Retroalimentación de corriente lineal a través de la resistencia shunt.
•
Salida PWM digital directa para medición de la corriente.
•
Baja corriente de alimentación del canal flotado “IQBS”, que permite el uso de una
fuente del tipo bootstrap.
•
Señal de disparo de sobrecorriente de 2μs.
•
Alta inmunidad al ruido en modo normal de operación.
•
Protección de sobrevoltaje, para condición de cortocircuito del IGBT.
•
Salidas open-drain.
3.2.1.3. Descripción del Sensor IR2175
El circuito integrado IR2175, es un sensor de corriente, diseñado para aplicaciones
de accionamiento de motores, que cuenta con ocho pines. El diagrama de conexión se
muestra en la figura 3.3, donde se identifica cada pin [36]:
Figura 3.3. Diagrama de conexión de los sensores de corriente IR2175.
Vcc
Suministro de voltaje.
COM
Tierra lógica.
V+ ó VIN+ Entrada de voltaje sensado, positivo.
62
VB
Suministro de voltaje del lado alto.
Vs
Retorno del lado alto.
PO
Salida PWM digital.
OC
Salida de sobrecorriente (Lógica Negativa).
NC
No Conexión.
CAPÍTULO 3
Estos sensores tienen la tecnología de aislamiento de alto voltaje para el
procesamiento de la señal. El formato de salida es un PWM para eliminar la necesidad
de una interfaz de entrada al A/D entre el microcontrolador y el sensor. La señal de
disparo de sobrecorriente OC , facilita la protección de cortocircuito de los IGBT's [37].
Las salidas PO y OC
son open-drain, esta particularidad facilita cualquier interfaz
desde 3.3 a 15V [36].
3.2.1.4. Funcionamiento y Operación del esquema de protección de
sobrecorriente con el Sensor IR2175
Este circuito integrado mide la corriente de fase del motor a través de resistencias
externa, R1, R2, y R3 de la figura 3.4 [20], y la corriente del bus de DC-, con una
resistencia sh. Estas resistencias sensan la caída de voltaje que es directamente
proporcional a la corriente, el circuito convierte esta señal de voltaje analógica, a digital
y la transfiere al lado del Microcontrolador DSP, el esquema completo se puede ver en
la figura 3.5.
Figura 3.4. Diagrama eléctrico del módulo inversor trifásico EMP25P12B de International Rectifier.
63
CAPÍTULO 3
El disparo de sobrecorriente del circuito IR2175 opera con un nivel de voltaje de
260 mV, considerando este nivel de voltaje y el valor de las resistencias de 4mΩ con las
que cuenta el módulo de potencia inversor, se procede a calcular la corriente para la
cual se está protegiendo el módulo:
Ip =
260mV
= 65 A
4mΩ
(3.1)
Por tanto, la corriente de protección del módulo es de 65A, la cual esta dentro de
los rangos de corriente que éste soporta (transitorios de hasta 100 A), es decir, cuando
pase una corriente de 65A por la resistencia sensoras se tendrá una caída de voltaje de
260mV entre V+ y Vs, figura 3.5, entonces la señal de disparo de sobrecorriente OC
ocurre y se pone a tierra (cero).
Figura 3.5. Esquema de protección de sobrecorriente conectado a las resistencias sensoras del inversor.
Como la señal de salida es negada y open-drain [36], y la que se requiere para
desactivar el controlador de compuertas IR2136, mediante la terminal “ITRIP”
es
positiva, ésta se invierte mediante un transistor PNP, como se ve en la figura 3.5.
64
CAPÍTULO 3
Cuando ocurre un disparo por sobrecorriente, el transistor PNP conduce, enviando
el positivo de la fuente de 5V, a la terminal ITRIP. El circuito IR2136 hace la
comparación con un voltaje positivo de 0.5V, ver figura 2.23 en el capítulo 2. Como 5V
es mayor que 0.5V el controlador bloquea todas las salidas que controlan el
accionamiento de compuertas de los IGBT’s, protegiendo así los dispositivos.
3.2.2. Protección de Sobretemperatura
Debido a las pérdidas en estado activo y por conmutación, dentro del dispositivo
de potencia se genera calor. Este calor se debe transferir del dispositivo a un medio de
enfriamiento, para mantener la temperatura de operación en la unión dentro de los
límites especificado [6].
Se implementaron dos esquemas de protección de sobretemperatura:
•
Por disipador de calor
•
Y por medio de un termoresistor con el que cuenta el módulo inversor
3.2.2.1.
Disipador de Calor
El calor debe pasar del dispositivo a su encapsulado y después al disipador o
radiador de calor en el medio de enfriamiento. La analogía eléctrica del dispositivo,
cuando está montado a un disipador de potencia se ve en la figura 3.6 [2, 6, 37].
(a)
(b)
Figura 3.6. Analogía eléctrica de la transferencia de calor: (a) Estructura multicapa, (b) Circuito
equivalente basado en resistencias térmicas.
65
CAPÍTULO 3
Donde:
PA =Son las pérdidas promedio de potencia en el dispositivo, W.
RJC =Resistencia térmica de unión a la caja, °C/W.
RCS =Resistencia térmica del encapsulado al disipador, °C/W.
RSA =Resistencia térmica del disipador al ambiente, °C/W.
TJ = Temperatura de la unión del dispositivo, °C.
TC = Temperatura del casco, °C.
TS = Temperatura del disipador, °C.
TA =Temperatura ambiente, °C.
La temperatura de unión de un dispositivo, TJ, se determina mediante la siguiente
ecuación:
TJ = PA ( RJC + RCS + RSA )
(3.2)
Las resistencias RJC y RCS las especifican los fabricantes de los dispositivos. Una
vez conocidas las pérdidas de potencia PA, de la hoja de datos, se puede calcular la
resistencia térmica requerida por el disipador de calor, RSA, de la ecuación que
representa la diferencia de temperaturas desde la unión del dispositivo al ambiente [6]:
TJ − TA = PA ( RJC + RCS + RSA )
(3.3)
De donde:
RSA =
TJ − TA
− RJC − RCS
PA
(3.4)
Se consulta la hoja de datos del módulo inversor y se tiene que [20]:
PA = 77 W, por cada Transistor.
RJC-T = 0.65 °C/W, por cada Transistor.
RCS = 0.03 °C/W, aplicando 0.1mm de grasa silicón.
TJ = 150 °C.
TA = 30 °C, se considera.
Por tanto, RSA por cada transistor es:
RSA −T =
150 − 30
− 0.65 − 0.03 = 0.88 °C / W
77
66
CAPÍTULO 3
También se tiene que considerar la resistencia térmica del diodo en antiparalelo
que tiene cada transistor, la cual es:
RJC-D = 0.95 °C/W, por cada Diodo [20].
Utilizando la ecuación (3.4), para cada diodo se tiene:
RSA − D =
150 − 30
− 0.95 − 0.03 = 0.58 °C / W
77
Entonces, RSA por cada dispositivo con su respectivo diodo en antiparalelo es:
RSA = RSA-T + RSA-D
(3.5)
RSA = 0.88 °C / W + 0.58 °C / W = 1.46 °C / W
El resultado anterior se multiplica por seis debido a que se tienen seis IGBT’s con
sus respectivos diodos, como se ve en la figura 3.4, y la resistencia total es:
RSA = (1.46 °C / W )(6) = 8.76 °C / W
Con este valor de resistencia térmica se busca en el mercado un disipador que
cumpla como mínimo con esta especificación. El disipador empleado en este diseño se
muestra en la figura 3.7.
Figura 3.7. Disipador de calor.
67
3.2.2.2.
CAPÍTULO 3
Termoresistor del Módulo de Potencia
En la estructura interna del módulo de potencia inversor, se tiene un termoresistor,
Th+ y Th- en la figura 3.4, con un coeficiente térmico negativo, que sirve para la
protección de sobretemperatura en la placa del módulo [20, 37].
Primeramente se fija la temperatura a la cual se quiere proteger el módulo de
potencia, para este caso 100°C, de [20], con este valor se va a la curva de la figura 3.8
dada por el fabricante, y se obtiene el valor de 500Ω del termoresistor a esta
temperatura [20].
Figura 3.8. Resistencia térmica vs Temperatura de la placa del módulo EMP25P12B.
Después se hace un divisor de voltaje, como se muestra en la figura 3.9. Este
divisor de voltaje se hace de tal forma que cuando el termoresistor sense una
temperatura de 100°C, su valor será de 500Ω, esto implica que en la resistencia de
330Ω de la figura 3.9, haya una caída mayor a 0.5V, que será comparada con los 0.5V
del controlador de compuertas, por tanto, el comparador manda bloquear las salidas
PWM, no hay conmutación en las compuertas de los IGBT’s y el sistema se bloquea.
68
CAPÍTULO 3
La resistencia de 330Ω se fija en un valor comercial y la caída de voltaje en ella se
ajusta con el potenciómetro.
Figura 3.9. Circuito Divisor de voltaje para la protección de sobretemperatura.
3.2.3. Protección de Sobrevoltaje
En los dispositivos de potencia pueden presentarse voltajes transitorios debido a
las acciones de conmutación del circuito, causando el daño de éstos o disminuyendo su
vida útil. Por tanto, es necesario implementar protecciones de sobrevoltaje. En este
trabajo se diseñaron principalmente dos protecciones de sobrevoltaje:
•
Circuitos Amortiguadores o Circuitos de Snubber.
•
Protección de Sobrevoltaje debido al Frenado Dinámico.
3.2.3.1.
Circuitos Amortiguadores o Circuitos de Snubber
La función de un circuito de snubber, también llamados circuitos de ayuda a la
conmutación, es reducir el estrés eléctrico en los dispositivos durante la conmutación en
un convertidor a niveles que están dentro de los límites especificados del dispositivo, es
decir [2]:
69
CAPÍTULO 3
•
Limita el voltaje aplicado al dispositivo durante los transitorios de apagado.
•
Limita las corrientes del dispositivo durante los transitorios de encendido.
•
Limita la pendiente di/dt en el dispositivo al encendido.
•
Limita la pendiente dv/dt en el dispositivo al apagado.
La necesidad de los circuitos de snubber se presenta cuando las inductancias
parásitas debido al propio alambrado del circuito están presentes en diferentes partes
de éste en un convertidor. Para entender esta necesidad se muestra un convertidor sin
éstos circuitos en la figura 3.10(a) [2].
a)
b)
c)
Figura 3.10. Circuito de un convertidor mostrando: a) las inductancias parásitas, b) Trayectoria de
conmutación y c) Formas de onda de corriente y voltaje durante el encendido y el apagado del transistor.
70
CAPÍTULO 3
Inicialmente, el transistor está conduciendo e iC=I0. Durante el apagado, en t=t0, el
voltaje del transistor empieza a subir, figura 3.10(c) pero la corriente en varias partes
del circuito permanece constante hasta t1, cuando el diodo de libre camino Dfwd empieza
a conducir. Entonces la corriente del transistor empieza a decrecer hasta t2. La razón a
la cual decrece se determina por las propiedades del transistor y su accionamiento [2].
El voltaje del transistor se puede expresar como sigue:
vCE = Vd − L dic dt
(3.6)
Donde:
L= L1 + L2 +…
La presencia de inductancias parásitas da como resultado sobrevoltajes debido a
que dic /dt es negativo. En t2, el voltaje baja a Vd y permanece constante.
Durante la transición de encendido, la corriente del transistor empieza a subir en t3.
La ecuación (3.6) todavía es válida pero debido al dic /dt positivo el voltaje del transistor
vCE es ligeramente menor que Vd. Debido a la corriente de recuperación inversa del
diodo de libre camino, iC excede I0. La recuperación del diodo de libre camino en t4 y el
voltaje en el transistor decrece a cero en t5, a una razón también determinada por las
propiedades del dispositivo [2].
Estas formas de onda de conmutación se pueden ver comparadas con el punto de
conmutación ideal como se muestra en la figura 3.10(b), La línea punteada representa
el punto de conmutación ideal para el encendido y el apagado asumiendo que no hay
inductancias parásitas y que no hay corriente de recuperación inversa en el diodo de
libre camino. También, se puede ver que el transistor experimenta alto estrés en el
encendido y en el apagado cuando el voltaje y la corriente están simultáneamente
arriba causando una alta disipación de potencia instantánea. Las inductancias parásitas
dan como resultado un sobrevoltaje por arriba de Vd, y la corriente de recuperación
inversa del diodo de libre camino causa sobrecorrientes por arriba de I0 [2].
71
CAPÍTULO 3
3.2.3.1.1. Clasificación de los circuitos de snubber
Los circuitos de snubber se pueden clasificar de distintas formas, snubbers R-C
en serie no polarizados, snubbers R-C polarizados y snubbers L-R polarizados [2].
Otra clasificación hace referencia a si la energía almacenada en los snubbers se disipa
en una resistencia, snubbers disipativos, o si dicha energía se transfiere a la fuente
primaria o a la carga, snubbers no disipativos.
En aplicaciones con transistores también hay diferentes clasificaciones:
Se pueden dividir en dos tipos, snubbers individuales donde el circuito va
conectado en cada IGBT, figura 3.11 y snubbers de una pieza donde el circuito va
conectado en el bus de la fuente de CD, figura 3.12 [38]. Estos a su vez se dividen en:
•
Snubbers individuales
1. Circuito de snubber RC.
2. Circuito de snubber RCD de carga y descarga.
3. Circuito de snubber RCD supresor en la descarga.
•
Snubbers de una pieza
1. Circuitos de snubber C.
2. Circuitos de snubber RCD.
Figura 3.11. Circuitos de snubbers individuales: a) Circuito de snubber RC, b) Circuito de snubber RCD
de carga y descarga y c) Circuito de snubber RCD supresor en la descarga.
72
CAPÍTULO 3
Figura 3.12. Circuitos de snubbers de una pieza: a) Circuitos de snubber C, b) Circuitos de snubber RCD.
Otra de las clasificaciones en aplicaciones con transistores son, snubbers para el
apagado, turn-off y snubbers para el encendido, turn-on. Estas dos últimas
clasificaciones son empleadas en convertidores.
Como se puede ver estos circuitos se clasifican de diferentes formas pero
finalmente todas las clasificaciones se resumen en las figuras 3.11 y 3.12, solo que los
diferentes autores las clasifican según la aplicación y/o el tipo.
En este trabajo se implementó específicamente la red de snubber de la figura
3.11(b) y 3.12(a) las cuales se recomiendan para la protección de inversores trifásicos a
IGBT’s en el apagado y en el encendido de los transistores. También, se dejó el arreglo
para la implementación de la red de la figura 3.12(b).
3.2.3.1.2. Cálculo del circuito de snubber
El valor para los componentes del circuito de snubber se puede calcular de las
siguientes expresiones [39]:
El capacitor de snubber es:
Csn =
Ls ⋅ I 02
(V pk − VCC ) 2
(3.7)
73
CAPÍTULO 3
La resistencia de la red de snubber es:
Rsn =
1
(3.8)
(6 ⋅ C sn ⋅ f sw )
Y las pérdidas en la resistencia de snubber son:
PR =
2
Csn ⋅ (V pk2 − VCC
) ⋅ f sw
(3.9)
2
Donde:
Ls = Son las inductancias parásitas del circuito principal.
I0 = La corriente máxima de conmutación o de colector del IGBT.
fsw = La frecuencia de conmutación.
Vcc= El voltaje en el bus de CD.
Vpk= El voltaje pico máximo del capacitor de snubber.
En este diseño se tienen los datos siguientes:
I0 = 5 A, corriente de colector máxima de los IGBT’s.
fsw = 16 kHz, frecuencia de conmutación de los IGBT’s.
Vcc= 310 V, es el voltaje que se tiene en bus de la fuente de CD.
Vpk= 350 V, se considera este valor como pico máximo permisible en Csn.
Para el cálculo de Ls se utilizó la fórmula para calcular la inductancia en un tramo
de alambre recto [40, 41].
⎡
⎧⎛ 4 ∗ LC
Ls = (0.002 ∗ Lc )⎢(2.3) log ⎨⎜⎜
⎢⎣
⎩⎝ φ
⎫⎤
⎞
⎟⎟ − 0.75⎬⎥
⎠
⎭⎥⎦
(3.10)
Donde:
Ls = Inductancia, en μH.
LC = Longitud del cable, en cm.
φ= Diámetro del cable, en cm.
Para este caso se tiene una longitud de cable LC= 20 cm de calibre #12, con un
diámetro φ =2.052 mm= 0.2052 cm, desde el capacitor del bus de CD de la fuente hasta
el módulo de IGBT’s, por tanto Ls de la ecuación (3.10) es:
74
CAPÍTULO 3
⎡
⎧⎛ 4 ∗ 20 ⎞
⎫⎤
Ls = (0.002 ∗ 20 )⎢(2.3) log ⎨⎜
⎟ − 0.75⎬⎥
⎩⎝ 0.2052 ⎠
⎭⎦
⎣
Ls = (0.04)[(2.3) log{(389.12)}]
Ls = (0.04 )[(2.3)(2.59)] = 0.2383μH
Con los datos anteriores ya se puede calcular el circuito de snubber. Sustituyendo
en la ecuación (3.7), se tiene:
(0.2383 x10−6 ) ⋅ (5) 2
Csn =
= 0.000000003F = 0.003μF ≈ 0.01μF
(350 − 310) 2
La resistencia es:
Rsn =
1
= 1042Ω ≈ 1kΩ
(6)(0.01x10− 6 )(16 x103 )
[
]
Se recomienda que el valor de la resistencia de snubber sea ligeramente menor o
igual a este valor, ya que si se pone muy por debajo la corriente del circuito oscilará y el
pico de la corriente de colector del IGBT en el apagado incrementará [38].
De la ecuación (3.9), la potencia disipada por la resistencia es:
PR =
(0.01x10−6 )(3502 − 3102 )(16 x103 )
= 2.11W ≈ 2W
2
Por tanto, el circuito o red de snubber estará compuesto por un capacitor y una
resistencia de:
Csn= 0.01μF/400V
Rsn= 1kΩ, a 2W
Y un diodo con las características que se recomiendan a continuación.
3.2.3.1.2.1.
Selección del diodo de snubber
Un transitorio de voltaje de polarización directo en el diodo de snubber es un factor
que puede causar un pico de voltaje en el apagado del IGBT. Si el tiempo de
recuperación inversa de este diodo es muy grande, la disipación de potencia (pérdidas)
será mucho más grande durante la conmutación a altas frecuencias. Si la recuperación
75
CAPÍTULO 3
inversa del diodo es muy fuerte, el voltaje colector-emisor del IGBT oscilará
drásticamente.
Por tanto se debe seleccionar un diodo de snubber que tenga bajo transitorio de
voltaje de polarización directo, y que sea de recuperación inversa rápida o ultra-rápida
[38].
3.2.3.1.2.2.
Capacitor de desacople para el bus de CD
Como se puede ver en la figura 3.12(a), el capacitor de desacople forma parte de
los circuitos de snubber. Este capacitor se usa para dar un lazo no inductivo durante la
conmutación de los IGBT’s, elimina transitorios de voltaje y ayuda a disminuir el rizado
en las formas de onda del circuito [39].
La magnitud de voltaje transitorio en las terminales de CD depende de la energía
atrapada en las inductancias parásitas del circuito, Ls, por esta razón el capacitor de
desacople debe ser montado directamente en las terminales del módulo, como se
muestra en la figura 3.12(a), [39].
Se puede calcular de la ecuación (3.7) igual que se calcula el capacitor de
snubber, sin embargo [38] recomienda un valor de 0.47μF para esta aplicación.
La implementación de los circuitos de snubber y capacitor de desacople se
muestran en la figura 3.13.
Figura 3.13. Circuitos de snubber y capacitor de desacople implementados en el inversor.
76
3.2.3.2.
CAPÍTULO 3
Protección de Sobrevoltaje debido al Frenado Dinámico
En aplicaciones de velocidad variable, un motor de inducción puede funcionar
como generador al momento en que es desacelerado,
es decir, tiene un par
electromagnético negativo y pasa de la zona de motor a generador, por tanto, induce un
voltaje hacia la fuente, lo que ocasiona que el capacitor del bus CD, figura 3.14, se
sobrecargue y haya un exceso de voltaje en este. Por tal razón, es necesario disipar
esa energía que el motor entrega hacia la fuente.
Figura 3.14. Esquema de protección de sobrevoltaje en el frenado dinámico.
Se hace un arreglo como el que se muestra en la figura 3.14, primero se fija el
voltaje máximo al que se debe cargar el capacitor (360 V), luego se hace un divisor de
voltaje en R1 de tal forma que cuando en las terminales del capacitor haya 360V en R1
habrá 5V, si el voltaje se va por encima de 360V implica que en R1 habrá más de 5V. El
circuito comparador con histéresis detectara la diferencia de voltaje y a la salida tendrá
un cero debido a que es a colector abierto, por tanto, cuando hay esta diferencia de
voltaje la salida se pone a tierra. En la entrada
LIN
del controlador IR2102 habrá un
cero, pero debido a que es negada a la salida LO se tendrá un 1 (uno). El transistor
entra en conducción y la resistencia Rf, empieza a disipar la energía entregada por el
motor, en modo generador.
77
CAPÍTULO 3
3.2.4. Protección por Aislamiento
Los optoacopladores son una protección para la etapa de control del
microcontrolador DSP y la PC ya que aíslan las salidas de los circuitos PWM del circuito
de potencia. Este aislamiento se requiere debido a que el microcontrolador no trabaja a
las corrientes y potencias que trabajan los motores. El esquema de la protección por
aislamiento se muestra en la figura 3.15.
+
5V
-
150pF
150pF
1
2
3
4
0.1uF
2.2kΩ
OPTO1
330Ω
2.2kΩ
8
7
6
5
IR2136
330Ω
150pF
2.2kΩ
OPTO2
Seis entradas
PWM del DSP
330Ω
150pF
1
2
3
4
2.2kΩ 0.1uF
8
7
6
5
IR2136
330Ω
Referencia (GND)
del DSP
150pF
2.2kΩ
OPTO3
330Ω
150pF
1
2
3
4
8
7
6
5
2.2kΩ 0.1uF
IR2136
Vss
330Ω
Figura 3.15. Diagrama eléctrico de los optoacopladores.
Se tienen tres optoacopladores, a cada optoacoplador llegan dos señales PWM de
3.3V y la referencia que vienen del microcontrolador DSP. Estos dispositivos se
alimentan con una fuente de 5V. A la salida se tiene un PWM de 5V referenciado a las
fuentes de 5V y a la de 15V que alimenta al circuito integrado IR2136 (Vss). La
frecuencia de los PWM’s que manda el microcontrolador a los optoacopladores es de
16kHz. Por tanto, los PWM’s a la salida del optoacoplador tienen la misma frecuencia.
La señal de 5V a la salida de los optoacopladores es invertida en comparación a los
3.3V de entrada, es decir, si en la entrada se tiene un alto a la salida se tendrá un bajo.
78
CAPÍTULO 3
En los optoacopladores se combina un diodo emisor de luz infrarroja ILED y un
fototransistor de silicio. La señal de entrada se aplica al ILED y la señal de salida se
toma del fototransistor. Los valores típicos de tiempo de encendido ton son de 2 a 5μs, y
de tiempo de apagado toff son de 300ns. Los fototransistores requieren una fuente por
separado, lo que aumenta la complejidad, el costo y el peso de los circuitos excitadores
[6].
3.2.5. Protecciones del Controlador de Compuertas IR2136
El circuito controlador de compuertas IR2136 cuenta con varias protecciones
internas. Cuenta con una función para bloquear simultáneamente las seis salidas en
caso de falla. Un
estado de falla open-drain indica
que ocurrió una falla por
sobrecorriente o un cierre por caída de voltaje en la fuente que lo alimenta [21].
Las condiciones de falla de sobrecorriente son limpiadas automáticamente
después de un retraso programado vía una red RC conectada en la entrada RCIN que
se le implementa al circuito, figura 3.16. El tiempo de eliminación de falla TFLTCLR, es de
2ms [21].
Figura 3.16. Controlador de compuertas con sus diferentes dispositivos auxiliares.
79
CAPÍTULO 3
Este controlador dispone de una salida llamada FAULT que indica falla por
sobrecorriente o sobretemperatura o que ha ocurrido un paro por un bajo voltaje de la
fuente que alimenta a la pastilla [21]. La salida está conectada a un arreglo resistencialed, como se ve en la figura 3.16; el LED se enciende cuando se presenta cualquiera de
las fallas antes mencionadas.
La entrada analógica ITRIP le indica a la pastilla que se ha presentado una falla de
sobrecorriente o sobretemperatura desactivando las salidas PWM que accionan los
IGBT’s y activando la señal de falla FAULT.
El controlador de compuertas IR2136 requiere
capacitores de desacople, así
como, un capacitor Cbs (entre Vb y Vs) y un diodo de bootstrap que sirven como fuente
para el lado alto de los IGBT’s del módulo inversor, este cálculo se puede ver en el
capítulo 2.
El capacitor de desacople de Vcc a COM es al menos diez veces mayor que el
capacitor de bootstrap Cbs debido a que soporta ambos buffers, la salida del lado bajo y
la recarga del capacitor Cbs [24].
80
CAPÍTULO 4
CAPÍTULO 4
DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO PARA LA
INTERFAZ DE POTENCIA
En este capítulo se definen las reglas para el diseño del circuito impreso, se dan
las principales sugerencias de diseño que recomiendan los fabricantes, se muestra el
diagrama eléctrico del sistema completo, los diagramas esquemáticos, los diagramas
del circuito impreso por ambas caras con componentes, el circuito impreso físicamente
con y sin componentes y el impreso montado al sistema.
4.1. Diseño del Circuito Impreso Asistido por Computadora
En el diseño del circuito impreso intervienen factores como, dispositivos a emplear,
dimensiones de éstos, conocimiento de la herramienta, software, para el diseño de
diagramas esquemáticos e impresos, reglas y normas básicas de diseño. Se consultan
hojas de datos, notas de aplicación y sugerencias de diseño de cada fabricante de los
dispositivos.
Un circuito impreso está constituido por una placa aislante, y una o varias capas
de conductores planos metalizados cuyo objeto es realizar las conexiones eléctricas
entre el conjunto de los componentes electrónicos dispuestos en su superficie, figura
4.1 [42].
81
CAPÍTULO 5
Figura 4.1. Circuito Impreso en una placa aislante de fibra de vidrio.
El término normalizado que designa a este componente es placa impresa, pero
comúnmente se emplea circuito impreso. Igualmente, en inglés el término "Printed
Circuit Board" es de uso común, mientras que "printed circuit" se emplea prácticamente
solo para referirse a la técnica de la fabricación de una placa impresa.
Sobre la placa se dibujan "trazos" e "islas" de cobre las cuales forman el trazado de
dicho circuito [43]. Cada trazo o línea se denomina "pista", la cual puede ser vista como
un cable que une dos o más puntos del circuito. Cada círculo o cuadrado con un orificio
central donde el terminal de un componente será insertado y soldado se denomina "isla"
o "pad" [43].
Además de pistas e islas sobre un circuito impreso se pueden escribir leyendas o
hacer dibujos. Esto es útil, por ejemplo, para señalar que terminal es positivo, hacia
donde se inserta un determinado componente o incluso como marca de referencia del
fabricante [43].
Los términos técnicos empleados en este capítulo están definidos en el glosario de
este trabajo.
82
CAPÍTULO 5
4.2. Clasificación de Circuitos Impresos
Existen varios tipos de circuitos impresos, de simple capa, también llamado de
una sola cara, de doble cara, multicapa, flexible, rígido, flexo-rígido, de orificios
metalizados, etc. [42].
Otras clasificaciones de un circuito impreso son:
1. De acuerdo al tipo de placa [44]:
• Protoboard
• De matriz de puntos
• Placa de circuito impreso
2. Dependiendo del material de la placa [44]:
• Baquelita
• Fibra de vidrio
• Teflón
3. Desde el punto de vista del montaje se pueden clasificar en [45]:
• Mixtos, que contienen componentes de montaje superficial (SMD) y de
montaje insertable.
• Que solo contienen componentes SMD.
• Que solo contienen componentes insertables.
La más utilizada es el tipo fibra de vidrio, por su calidad y economía. La baquelita
está descontinuada, puesto que es más frágil que las otras y de peor calidad.
Las placas de teflón son realmente buenas, pero también muy caras. Son de
resistencia mecánica alta, y lo mejor de todo, no tienen esa tendencia a absorber la
humedad que tienen los otros tipos (higroscopia) y que, dada las distancias tan cortas
entre pista y pista, puede ocasionar algún problema de conductividad indeseable [44].
En este trabajo se emplea un circuito impreso con placa de fibra de vidrio con
componentes insertables a dos caras.
83
CAPÍTULO 5
4.3. Reglas a Considerar en el Diseño de un Circuito Impreso
A continuación se enlistan algunas reglas a considerar que recomiendan los
fabricantes y diseñadores de circuitos impresos [46, 47]:
1. Cuando más cortas sean las pistas y más simple la distribución de
componentes, mejor resultará el diseño.
2. No se realizaran pistas con ángulos de 90°, cuando sea preciso efectuar un
giro en una pista se hará con dos ángulos de 135°. Si es necesario ejecutar
una bifurcación en una pista, se hará suavizando los ángulos, figura 4.2(a).
(a)
(b)
Figura 4.2. Reglas para el diseño de pistas con ángulos de 90° y distancias entre pistas.
3. Entre pistas próximas y entre pistas y puntos de soldadura, se dejará una
distancia que dependerá de la tensión eléctrica que se prevea entre ellas; como
norma general se dejará una distancia mínima de unos 0.8mm en caso de
diseños complejos se podrá disminuir hasta 0.4mm, figura 4.2(b).
4. Los puntos de soldadura consistirán en círculos cuyo diámetro será al menos el
doble del ancho de la pista que en él termina.
5. El ancho de las pistas dependerá de la intensidad de corriente que vaya a
circular por ellas. Se tendrá en cuenta que 0.8mm puede soportar,
dependiendo del espesor de la pista, alrededor de 2A; 2mm unos 5A; y 4.5mm,
84
CAPÍTULO 5
unos 10A. En general, se deben realizar pistas de unos 2mm aproximadamente
[46]. Los espesores de las pistas recomendados para cierta cantidad de
corriente se muestran en la tabla 4.1 [48].
Tabla 4.1. Espesores de pista recomendados para conducir la corriente que se indica.
Espesor de Pista [pulgadas]
Corriente [A]
0.010
0.3
0.015
0.4
0.020
0.7
0.025
1.0
0.050
2.0
0.100
4.0
0.150
6.0
6. Entre pistas próximas y entre pistas y puntos de soldadura, se dejará una
distancia que dependerá de la tensión eléctrica que se prevea existirá entre
ellas; como norma general se dejará una distancia mínima de unos 0.8 mm
[46].
7. La distancia mínima entre pistas y los bordes de la placa será 2 décimas de
pulgada, aproximadamente unos 5 mm [46].
8. Todos los componentes se colocan paralelos a los bordes de la placa [46].
9. No se pueden colocar pistas entre los bordes de la placa y los puntos de
soldadura de terminales de entrada, salida o alimentación [46].
10. No se pasarán pistas entre dos terminales de componentes activos
(transistores, tiristores, etc.) [46].
11. Se debe prever la sujeción de la placa a un chasis o caja; par ello se dispondrá
de un barreno en cada esquina de la placa [46].
12. Como norma general se debe dejar una o dos décimas de pulgada de patilla
entre el cuerpo de los componentes y el punto de soldadura correspondiente
[46].
85
CAPÍTULO 5
4.4. Puntos Críticos en el Diseño de Circuitos Impresos
En todo diseño de circuito impreso hay siempre puntos críticos como, cruzamiento
de pistas, pistas largas, capacidad de la corriente en las pistas y componentes fuera de
placa. A continuación se dan puntos de vista y solución a estos problemas:
4.4.1.
Cruzamiento de Pistas
Los cruzamientos que no tengan solución se pueden resolver de otra manera, por
ejemplo mediante un puente entre los dos extremos por el lado de los componentes
[49].
4.4.2. Pistas Largas
Las pistas muy largas o con excesivas curvas pueden influir negativamente.
Pueden afectar al funcionamiento y provocar un colapso en algunos integrados por la
resistencia que ofrecen las pistas [49].
Así que, es preferible en vez de colocar una pista única para alimentar diversos
integrados colocar una región común. También se puede evitar el colapso con unos
capacitores llamados de "desacople". Éstos suelen ser cerámicos de 100nF y se
colocan lo más cerca posible a los integrados [49].
4.4.3. Intensidad de Corriente
En los circuitos como fuentes de alimentación, amplificadores y transmisores,
existen puntos en que la corriente puede llegar a tener un valor por encima de 1A o 2A,
las pistas de cobre en la placa son sumamente finas, pueden romperse al pasar una
corriente muy grande, de modo que su capacidad de conducción depende del espesor
de la pista y se debe de tomar en cuenta cuando se diseñan [49].
86
CAPÍTULO 5
4.4.4. Componentes Fuera de la Placa
No todos los componentes se pueden montar dentro de la placa, tales como
transformadores y dispositivos de potencia que necesiten de disipadores. Estos se
pueden colocar a través de cables [49].
4.5. Recomendaciones y Sugerencias de Diseño en el Accionamiento
de IGBTs
4.5.1.
Distancia de los Voltajes del Lado Alto y Bajo en el Controlador de
Compuertas
Para minimizar el acoplamiento de ruido entre las señales referenciadas a tierra y
las flotadas, se recomienda colocar los componentes ligados al voltaje flotado en el lado
alto del dispositivo (en VB, VS), mientras que los referenciados en el lado bajo [26].
4.5.2.
Plano de Tierra
El plano de tierra no debe ser colocado bajo o cerca del lado flotado de voltaje
para minimizar acoplamiento de ruido [26].
4.5.3.
Lazos del Accionamiento de Compuertas
Los lazos de corriente se comportan como una antena y pueden recibir y transmitir
ruido. Para reducir este ruido y mejorar el desempeño de encendido y apagado de los
dispositivos de potencia, los lazos del accionamiento de compuerta deben ser reducido
tanto como sea posible. La figura 4.3 muestra los lazos de compuerta del lado bajo y
alto. Sin embargo, la corriente puede ser inyectada por la capacitancia parásita
colector-compuerta del IGBT. La autoinductancia parásita del lazo de compuerta
contribuye a desarrollar un voltaje en compuerta-emisor aumentando la posibilidad del
efecto de autoencendido.
Por esta razón se recomienda poner las resistencias de
"gate" como se ve en la figura y minimizar el área del lazo [26].
87
CAPÍTULO 5
Figura 4.3. Lazo del accionamiento de compuertas en aplicaciones con IGBTs.
4.5.4.
Capacitores de suministro del controlador de compuertas
Los capacitores de suministro deben colocarse tan cerca como sea posible de los
pines del dispositivo VCC y VSS para la fuente referenciada a tierra, VB y VS para la
fuente flotada, para minimizar inductancias y resistencias parásitas [26].
4.6. Factores que Influyen en el Precio de un Circuito Impreso
Para minimizar el precio de un circuito impreso se deben considerar los factores
siguientes [50]:
•
Tamaño
•
Número de caras
•
Cantidad de perforaciones
•
Cantidad de Medidas de brocas
•
Espesor mínimo de las pistas
Por tanto, es importante que la distribución de componentes tenga la ubicación
más conveniente y que la cantidad de perforaciones y el número de brocas a emplear
sean minimizados.
88
4.7. Medios Necesarios
CAPÍTULO 5
para Realizar el Diseño de un Circuito
Impreso por Software
1. Primeramente se debe tener la información técnica de cada componente, así como,
los voltajes de alimentación y corrientes que circularán en el impreso.
2. Se debe disponer de un software para diseño de circuitos impresos (Tango, Eagle
de Cadsoft, Protel, etc.) [46].
3. Se debe dibujar un esquema eléctrico. Éste consiste en una representación de
símbolos normalizados unidos por líneas que representan las conexiones. A lado
de cada componente se debe reflejar la denominación de referencia y
opcionalmente, el valor del componente [46]. Siempre se debe tener a la mano los
componentes electrónicos a montar sobre el circuito y/o las hojas de datos para
poder ver el espacio físico que requieren, así como, la distancia entre cada una de
sus terminales [43].
4. Después de terminar el esquema eléctrico se diseña el PCB. En este paso se
conectan todos los dispositivos por medio de pistas. Se verifican las dimensiones
de cada dispositivo, es decir, que coincidan las dimensiones dibujadas con las
dimensiones físicas y se verifican las reglas de diseño.
5. Por ultimo, se generan los archivos "Gerber". Éste es el estándar más confiable
para transferir la información necesaria y precisa para fabricar un PCB. Son
archivos en formato ASCII con coordenadas e instrucciones muy simples,
concebidas para manejar máquinas de manufactura asistida por computadora
(CAM), este archivo contiene toda la información para las capas de cobre,
serigrafía y máscara antisoldante. Con los años este formato se ha convertido en
un estándar en la industria electrónica mundial [51].
Los archivos "gerber" se generan debido a que una empresa de servicios que
fabrica PCBs para varias empresas no es capaz de manejar eficientemente la enorme
cantidad de formatos provenientes de las distintas herramientas CAD para diseñar
PCBs. Sin embargo, todo software de diseño de PCBs, antiguo o moderno, es capaz de
89
CAPÍTULO 5
generar archivos "gerber" [51]. Intentar realizar el pos-procesamiento a partir de
archivos propios del software de diseño, típicamente con extensión ".pcb", resulta a
menudo riesgoso y enfrenta con una serie de imprecisiones que obliga a asumir
suposiciones a las empresas de servicios de PCB. En la fabricación de PCBs de calidad
no se admiten suposiciones [51].
4.8. Información que se Requiere para la Fabricación de Circuitos
Impresos
Para la fabricación de circuitos impresos es necesario especificar detalladamente
la mayor información posible, como por ejemplo:
•
Material utilizado
•
Dimensiones del PCB (largo x ancho)
•
Número de caras o capas
•
Diámetros de barrenos
•
Espesor mínimo de pistas
•
Separación mínima entre pistas
•
Cantidad de PCBs a producir
•
Archivos Gerber
4.9. Montaje de los componentes en un Circuito Impreso
Hay una regla básica que siempre se recomienda seguir. Montar primero los
componentes de menor espesor, comenzando si los hay por los puentes de alambre.
Luego le siguen los diodos, resistencias, pequeños capacitores, transistores, pines de
conexión y bases de circuitos integrados. Cuando se está en la etapa de desarrollo, es
bien visto montar bases para los circuitos integrados, debido a que
cuando sea
necesario reemplazarlos, no se requerirá usar un cautín. Además, el desoldar y soldar
una plaqueta hace que la pista vaya perdiendo adherencia al plástico y al cabo de
varias reparaciones el "pad" sede al igual que las pistas que de él salen [43].
90
CAPÍTULO 5
4.10. Diagramas Eléctricos del Sistema a Montar en el Circuito
Impreso
En el diseño de la interfaz de potencia de este trabajo, primeramente se hizo el
diagrama eléctrico del sistema a montar en el circuito impreso, figura 4.4 y 4.5. En ellos
se muestran los arreglos, las capacidades, los voltajes de alimentación de cada
esquema y las conexiones eléctricas de cada uno de los dispositivos.
Figura 4.4. Diagrama eléctrico del sistema a montar en el circuito impreso.
Los diagramas de las fuentes de alimentación que van montadas en el circuito
impreso, excepto los transformadores, para los diferentes integrados, tales como,
controlador de compuertas, sensores de corriente, optoacopladores, transistor PNP de
la protección de sobrecorriente y una fuente para propósitos generales se pueden ver
en la figura 4.5.
91
CAPÍTULO 5
Figura 4.5. Diagrama eléctrico de las fuentes de alimentación montadas en el impreso.
Estas fuentes de alimentación están constituidas por diferentes elementos
dependiendo que salida de voltaje se requiera. En las fuentes de 5V se tiene un
transformador de 9V, un puente rectificador monofásico, un capacitor de 470 μF para el
filtrado a la salida del rectificador, un regulador de voltaje L7805, un capacitor de
desacople de 0.1 μF y un arreglo resistencia-led para indicar cuando la fuente está
energizada.
Para las fuentes de 15V se tienen los mismos arreglos pero cambian los valores
de los dispositivos como se ve en la figura 4.5.
92
CAPÍTULO 5
4.11. Diagramas Esquemáticos del Sistema
El software utilizado para el diseño del circuito impreso es el Protel 99se. En este
programa primeramente se diseña el diagrama esquemático. Se puede hacer en una o
en varias hojas dependiendo la cantidad de dispositivos que se tenga. Las hojas de
diseño de esquemáticos tienen extensión ".sch". En este trabajo se realizaron tres hojas
de diseño debido a la cantidad de componentes que se tiene, figura 4.6, 4.7, y 4.8.
REG1
V+
2
1
7815
IN
OUT
GND
C1
LED1
LED
0.1uF
JP2
JUMPER
3
2
1000uF
3
C6
1
REG-
V-
REG2
V+
2
1
OUT
3
GND
2
1000uF
3
LED2
LED
C7
C2
1
R2
1K
7815
IN
AC
4
SENSOR+15V
AC
U2
Bridge1
2
VAC
4
1
1
REG+15V
R1
1k
AC
U1
Bridge1
2
JP1
JUMPER
0.1uF
JP3
JUMPER
SENSOR-
2
1
IN
OUT
LED3
LED
C8
2
C3
470uF
0.1uF
JP4
JUMPER
1
TRANS -
V-
REG4
V+
2
1
7815
IN
OUT
1
1K
3
GND
AC
4
Vcc+15V
R4
AC
U4
Bridge1
2
1000uF
3
LED4
LED
C9
C4
0.1uF
JP5
JUMPER
Vss
R5
V+
2
1
7805
IN
OUT
330 ohms
3
GND
C10
C5
3
REG5
470uF
LED5
LED
2
VAC
4
1
1
+5V
AC
U5
Bridge1
2
1
3
GND
2
V+
330 ohms
7805
2
V-
REG3
AC
4
TRANS +5V
R3
AC
U3
Bridge1
3
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
1
CON1
0.1uF
OPTO-
Figura 4.6. Diagrama esquemático de las fuentes de alimentación montadas en el circuito impreso.
En la figura 4.6, se muestran las fuentes de 15V para la alimentación del
controlador de compuertas IR2136 y los sensores de corriente IR2175, las fuentes de
5V para los optoacopladores y el transistor PNP de la protección de sobrecorriente y
una fuente para propósitos generales. En total se tienen cinco fuentes.
93
CAPÍTULO 5
En la figura 4.7, se muestra el diagrama esquemático de los sensores de corriente.
Las puntas de línea con leyendas rojas son conexiones que van a otros puntos con el
mismo nombre, ya sea en la misma hoja, o en otras hojas de esquemáticos que están
dentro del mismo proyecto, es decir, todas las leyendas con el mismo nombre tienen el
mismo punto de conexión. Esto permite hacer conexiones sin la herramienta
"PlaceWire" de Protel, y aunque los dispositivos no estén conectados por medio de una
línea, se reconocen como una conexión cuando se exportan a la hoja de "pcb".
J1
S3
S2
S4
S1
4
3
2
1
D2
PUENTE3
CON4
U6
1
2
3
4
SENSOR+15V
S1
SENSOR-
1
2
3
4
8
7
6
5
8
7
6
5
IR2175
R6
TRANS +5V
10K
PUENTE1
TRANS1
PNP
1
2
3
4
S2
R7
10K
ITRIP
1
2
3
4
TRANS -
PUENTE2
8
7
6
5
8
7
6
5
1
2
3
4
0 ohms
1
2
3
4
8
7
6
5
8
7
6
5
IR2175
1uF
C12 18 ohm
1
2
3
4
1
2
3
4
IR2175
R3+
R10
D5
NTE575
1uF
C13 18 ohm
R2+
R11
D7
NTE575
R1-
D8
U9
S4
SH-
0 ohms
R2-
U8
S3
PUENTE4
D3
NTE575
D6
R8
10K
SH+
0 ohms
R3-
IR2175
D1
10BF20
R9
D4
U7
0 ohms
1uF
C11 18 ohm
8
7
6
5
8
7
6
5
1uF
C14 18 ohm
R1+
R12
D9
NTE575
COM
Figura 4.7. Diagrama esquemático de los sensores de corriente IR2175, hecho en Protel.
En la figura 4.8, se muestra el controlador de compuertas IR2136 con todos sus
componentes auxiliares, el inversor, que se representa con un rectángulo llamado
"INVER1", la protección de sobrevoltaje en la conmutación o redes de snubber, el
esquema de protección de sobretemperatura y el esquema de optoacopladores. Se
puede ver que en los diagramas esquemáticos los dispositivos se pueden representar
94
CAPÍTULO 5
de forma diferente a la forma física de éstos; lo que realmente importa es la información
contenida en las propiedades de la representación de cada dispositivo, como los
“footprints” y las conexiones.
DCIN
PUENTE8
Vss
SH+
3
SH-
2
D23
R36
1K
ITRIP
Vss
OPTO-
+5V
Vcc +15V
0 ohms
C31
C15
OPTO1
R14
330 ohms
150pF
C16
1
2
3
4
8
7
6
5
R37
1K
R13
0.1uF
2.2K C21
PUENTE5
R24
0 ohms
2.2K
R38
1K
PUENTE7
D10 D11 D12
U10
1
330 ohms
2
C22
C17
OPTO2
330 ohms
150pF
C18
1
2
3
4
R16
8 2.2k R18
2.2k
7
6
5
R25
1K
4
5
LED6
LED
330 ohms
OPTO3
330 ohms
150pF
C20
R26
2M
C23
C19
R21
1
2
3
4
R20
8 2.2k R22
2.2k
7
6
5
C29
6
7
C24
8
0.1uF
15uF
1000uF
9
+5V
10
R23
330 ohms
3
0.1uF
R19
150pF
PUENTE6
C25
11
1 nF
12
0 ohms
R27
15k
POTEN1
24
R2-
29
R2+
30
R1-
35
R1+
36
R3R3+
0.01uF
13
39k
R28
330 ohms
14
VCC
VB1
HIN1
HO1
HIN2
VS1
LIN1
VB2
LIN2
HO2
LIN3
VS2
ITRIP
VB3
EN
HO3
RCIN
G1
270.47uF
VS3
COM
LO1
LO3
LO2
E1
D14 10BF20
37
G2
32
24
E2
23 0.47uF
R1R1+
G1
G3
C28
0.47uF
26
E3
19
22 ohms
R31
25
G4
D16 10BF20
4
E4
16
5
G5
22 ohms
R32
D17 D18 D19
D20 10BF20
NTE575
6
E5
7
IR2136
G6
22 ohms
R33
D21 10BF20
10
E6
11
TH-
9
22 ohms
R34
TH+
8
COM
1
20
G2
E2
G3
E3
G4
C
E4
G5
E5
G6
E6
THTH+
DCDC+
19
D26
R39
1K
A
E1
D15 10BF20
18
15
R2+
B
22
20
31
22 ohms
R30
C27
17
VSS
38
22 ohms
R29
C26
26
21
FAULT
C33
28
25
HIN3
0.01uF
D13 10BF20
R2-
D24
C32
NTE575
R17
R3+
SH-
D25
0 ohms
R15
150pF
23
0.01uF
COM
150pF
R3-
SH+
C34
0.01uF
D27
R40
C35
0.01uF
1K
D28
R41
C36
INVER1
BUS
0.01uF
1K
Figura 4.8. Diagrama esquemático de optoacopladores, controlador de compuertas y módulo inversor.
Una vez que se tienen los diagramas esquemáticos, toda la información se exporta
a una hoja del programa con extensión ".pcb". En esta hoja se tienen las perforaciones,
la serigrafía y las formas y dimensiones físicas de todos los componentes; éstos se
distribuyen de la forma más conveniente sin violar las reglas de diseño y se hacen
todas las conexiones a través de pistas.
4.12. Circuito Impreso del Sistema
El circuito impreso de la interfaz de potencia se diseñó por ambas caras debido a
la complejidad del mismo. La ubicación de componentes y la conexión de pistas se hizo
siguiendo las reglas recomendadas. Los diagramas PCB del circuito impreso se
muestran por capas, figuras 4.9 y 4.10 y multicapas, figura 4.11.
95
4.12.1.
CAPÍTULO 5
Diagrama PCB por Arriba
En la figura 4.9 se muestra el diagrama del circuito impreso por arriba. Se puede
ver que la mayoría de las pistas están impresas en forma vertical. Esto debido a que se
recomienda que las pistas en una cara sean de forma vertical u horizontal para evitar
en lo posible un mayor cruzamiento de pistas y por tanto un mayor número de puentes
que solucionen este problema.
Figura 4.9. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por ambas caras y pistas
por arriba.
96
CAPÍTULO 5
4.12.2. Diagrama PCB por Abajo
En la figura 4.10 se muestra el diagrama del circuito impreso por abajo. En este
diagrama se puede ver que al contrario que el de la figura 4.9 la mayoría de las pistas
están impresas en forma horizontal para evitar cruzamientos de ellas en una misma
cara.
Figura 4.10. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes por ambas caras y pistas
por abajo.
97
CAPÍTULO 5
4.12.3. Diagrama PCB por Ambas Caras
En la figura 4.10, se muestra el diseño en multicapas con todos los componentes y
pistas por arriba y por abajo. Se puede ver que los nodos positivos de las fuentes y los
nodos y pistas de referencia a tierra son de mayor espesor, esto se recomienda debido
a que las corrientes principales de alimentación son mayores que en resto del circuito y
en condiciones de falla la corriente circulará por ellos. Las salidas trifásicas del inversor
L1, L2 y L3 también se diseñaron más gruesas que la mayoría de las pistas debido a
que por ellas circulará la corriente de la carga.
Figura 4.11. Diagrama de circuito impreso con las formas de los componentes y pistas por ambas caras.
98
CAPÍTULO 5
4.12.4. Placa del Circuito Impreso Visto por Arriba sin Componentes
Una vez que se diseñó el circuito impreso y se revisó se mando fabricar la placa.
En este trabajo se emplea una placa de circuito impreso de material FR-4 con
componentes insertables a dos caras, como se puede ver en las figuras 4.12 y 4.13.
El FR-4 es el material dieléctrico más comúnmente usado en la construcción de
PCBs y es la clasificación NEMA para una placa industrial retardante de flama con un
substrato de fibra de vidrio y cubierta de resina.
Figura 4.12. Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas por arriba.
99
CAPÍTULO 5
4.12.5. Placa del Circuito Impreso Visto por Abajo sin Componentes
El circuito impreso por abajo se muestra en la figura 4.13. En esta figura se puede
ver que el único componente que va por abajo es el módulo de potencia inversor. Se
diseño de esta manera debido a que el módulo inversor debe ir sujetado a un disipador
de calor, por tanto se dejan las dos perforaciones necesarias para atornillar el módulo al
disipador. También, se previó la sujeción de la placa dejando perforaciones de 5mm en
cada esquina.
Figura 4.13. Placa del circuito impreso con las formas de los componentes y pistas por abajo.
100
CAPÍTULO 5
4.13. Tarjeta Terminada con Todos sus Componentes Montados
Los componentes de la tarjeta se montaron de acuerdo a lo recomendado en la
sección de montaje de componentes, es decir, se empezó montando los de menor
espesor y así sucesivamente hasta llegar a los de mayor espesor. Para los circuitos
integrados se montaron bases o zócalos. Para el funcionamiento normal de las fuentes
se montaron leds indicadores de color verde. Para falla del sistema se monto un led de
falla de color rojo que es activado por el controlador de compuertas, ver fallas que
pueden bloquear el sistema en el capítulo 3.
En la figura 4.14 se muestra la tarjeta de la interfaz de potencia, con todos sus
componentes colocados.
Optoacopladores
Fuentes de 15 y 5V
Controlador IR2136
Capacitores
de Bootstrap
Conector
par las
tres fases
Conector
Fuente CD
Capacitor de
Desacople
Conector para los
transformadores
Redes de Snubber
Sensores IR2175
Figura 4.14. Tarjeta de la interfaz de potencia con todos sus componentes
101
CAPÍTULO
CAPÍTULO 5
5
PRUEBAS Y RESULTADOS
En este capítulo se realizan las pruebas a cada uno de los módulos que conforma
la interfaz de potencia y se presentan los resultados obtenidos. Las pruebas se hicieron
a la salida del Microcontrolador DSP, Optoacopladores, Controlador de Compuertas e
Inversor de Potencia. Se verifica, que las señales de control a la salida de cada
dispositivo sean complementarias, los tiempos muertos entre ellas, la frecuencia de
operación de las señales de control, la frecuencia fundamental a la salida del inversor y
la comparación de los métodos de control utilizados. Finalmente, se muestran los
resultados de las pruebas al sistema completo con cargas resistivas e inductivas.
5.1. Pruebas y Resultados en las Salidas del Microcontrolador DSP
La generación de las señales de control de control PWMs, se lleva acabo en la
Tarjeta de Desarrollo 56F8300DEMO de la figura 5.1, descrita en el capítulo 2. En esta
tarjeta se carga el programa de control desde la PC. El programa empleado en este
trabajo se encuentra en el apéndice B. Éste fue desarrollado en [34]; la programación
se hace en lenguaje C++ utilizando el compilador de "Code Warrior" de "Metrowerks".
En este compilador la configuración de los periféricos del microcontrolador se hace con
una herramienta del "Code Warrior" llamada "Processor Expert" donde se encuentran
las subrutinas o cápsulas básicas (bean) para dicha configuración. Para más detalle de
la realización del programa diríjase a [34].
La generación de las señales PWMs se hace de acuerdo al algoritmo de control
que se haya programado. Este programa cuenta con dos técnicas de control, como son,
PWM Sinusoidal (SPWM) y PWM Sinusoidal más Tercera Armónica (THSPWM).
En el microcontrolador DSP se generan seis señales de control, dos para cada
fase. Estas dos señales deben ser complementarias debido a que alimentan a los dos
102
CAPÍTULO 5
IGBTs de una de las tres piernas del inversor. Los IGBT's de cada pierna del inversor
no deben conducir simultáneamente, esto provoca un cortocircuito en el inversor.
Las señales de control se direccionan al módulo de pines PWMs que se muestra
en la figura 5.1. Estas señales se mandan a los optoacopladores por medio de un cable
plano.
Módulo de PWMs
Figura 5.1. Tarjeta de desarrollo 56F8300DEMO de Freescale Semiconductor.
A continuación se muestran los resultados obtenidos en los pines de salida
después de cargar el programa en la tarjeta con una técnica de control THSPWM.
Como primera prueba, se revisó que las seis señales de control en los pines de
salida de la tarjeta fueran complementarias, figura 5.2, esto quiere decir que cuando el
IGBT de arriba de una misma pierna esté conduciendo el de abajo no lo estará y
viceversa. La prueba se realizo con diferente tiempo por división a cada pierna para ver
las señales a diferentes escalas.
La frecuencia de las señales PWM se programó a 16kHz. En esta prueba se pudo
comprobar dicha frecuencia programada y se puede ver en la figura 5.2.
103
CAPÍTULO 5
En la figura 5.2, se puede ver que en la pantalla del osciloscopio se tienen 5V por
división y que las señales de control en los pines de salida del microcontrolador son de
3.3V. Este voltaje es el que se esperaba ya que el microcontrolador da un voltaje de
salida de 3.3V.
Complementarias
Complementarias
Frecuencia 16kHz
Frecuencia 16kHz
(a)
(b)
Complementarias
Frecuencia 16kHz
(c)
Figura 5.2. Señales de control en los pines de salida de la tarjeta de desarrollo.
Con esta prueba se pudo verificar que las señales de control y la frecuencia
programada fueran las adecuadas para el accionamiento de las compuertas de los
IGBTs del módulo inversor.
En todos los resultados mostrados en este capítulo en el eje "horizontal" se tiene el
tiempo y en el eje "vertical" el voltaje.
104
CAPÍTULO 5
5.2. Pruebas y Resultados en las Salidas de los Optoacopladores
A la salida de los optoacopladores se realizaron las pruebas siguientes:
•
Pruebas de Señales Complementarias
•
Pruebas de Frecuencias y Voltajes
•
Pruebas de Tiempos Muertos
•
Comparación de los Métodos de Control SPWM y THSPWM
Para realizar estas pruebas se montó en el circuito impreso los optoacopladores y
sus dispositivos auxiliares, tales como, resistencias, capacitores y fuente de
alimentación del circuito de la figura 5.3.
+
5V
-
150pF
150pF
1
2
3
4
0.1uF
2.2kΩ
OPTO1
330Ω
2.2kΩ
8
7
6
5
IR2136
330Ω
150pF
2.2kΩ
OPTO2
Seis entradas
PWM del DSP
330Ω
150pF
1
2
3
4
2.2kΩ 0.1uF
8
7
6
5
IR2136
330Ω
Referencia (GND)
del DSP
150pF
2.2kΩ
OPTO3
330Ω
150pF
1
2
3
4
8
7
6
5
2.2kΩ 0.1uF
IR2136
Vss
330Ω
Figura 5.3. Diagrama eléctrico de los optoacopladores.
El montaje de los elementos de la figura 5.3, se puede ver físicamente en la figura
5.4. Las seis señales PWM que vienen del microcontrolador están referenciadas a la
tierra del mismo. Estas señales entran a los optoacopladores y se elevan a 5V a la
salida de éstos. Las seis señales de salida se envían al controlador de compuertas
IR2136.
105
CAPÍTULO 5
Fuente de 5V
que alimenta
optoacopladores
Referencia a
tierra de la
fuente de 5V
Seis señales
PWMs de
entrada
vienen del
DSP
Salidas de los
optoacopladores
donde se hicieron
las pruebas
Figura 5.4. Montaje en el circuito impreso de los optoacopladores y sus dispositivos auxiliares.
5.2.1. Pruebas
de
Señales
Complementarias
a
la
Salida
de
los
Optoacopladores
La prueba de las señales complementarias a la salida de los optoacopladores se
realizó con el fin de verificar que las señales enviadas del microcontrolador no hayan
sufrido algún cambio por conexiones erróneas de los pines del microcontrolador a los
pines de la tarjeta, es decir, que cada señal que se vaya a enviar al controlador de
compuertas vaya con su respectivo complemento a los pines correspondiente de éste.
Las señales para los IGBT's de arriba a la entrada del controlador de compuertas
IR2136 deben ir a los pines HIN1,2,3 y para los IGBT's de abajo a los pines LIN1,2,3
respectivamente.
Las señales y sus complementos para cada pierna del inversor se pueden ver en
las figuras 5.5(a), (b) y (c). Estas señales son enviadas al controlador de compuertas el
cual las eleva a 15V que es finalmente el voltaje de alimentación de las compuertas de
los IGBT's del inversor.
106
CAPÍTULO 5
Complementarias
Complementarias
(a)
(b)
Complementarias
(c)
Figura 5.5. Señales de control complementarias en los pines de salida de los optoacopladores.
Con esta prueba se pudo verificar que las señales de control y sus complementos
fueran las adecuadas para cada pierna del inversor teniendo así la plena seguridad de
que al alimentarlo no ocurriría un cortocircuito por señales de control no
complementarias. También, se pudo verificar que las referencias a tierra de cada grupo
de señal fueran las adecuadas y que además estuvieran aisladas, es decir, la referencia
de las señales que vienen del microcontrolador estuvieran totalmente aisladas de la
referencia de la fuente de 5V que alimenta a los optoacopladores.
107
CAPÍTULO 5
5.2.2. Pruebas de Frecuencias y Voltajes a la Salida de los Optoacopladores
La prueba de frecuencias y voltajes se puede ver en figura 5.6. En esta prueba se
midió la frecuencia a cada pierna del inversor y se pudo comprobar que esta frecuencia
era de 16kHz como se había programado desde el microcontrolador. Esta prueba se
hizo con la finalidad de comprobar que los optoacopladores y sus arreglos no afectan la
frecuencia de conmutación.
Se pudo comprobar que los voltajes de alimentación de cada pierna eran de 5V
como se ve en la figura 5.6. Los volts por división del osciloscopio están en cinco y con
una escala de 1:1 por tanto cada división equivale a 5V en el eje vertical de la pantalla.
Frecuencia
Frecuencia
(a)
(b)
Frecuencia
(c)
Figura 5.6. Señales de control complementarias en los pines de salida de los optoacopladores.
108
CAPÍTULO 5
5.2.3. Pruebas de Tiempos Muertos a la Salida de los Optoacopladores
En la salida de los optoacopladores se realizaron pruebas de tiempo muerto a las
señales complementarias, con el fin de asegurar la conmutación adecuada entre cada
IGBT de cada pierna del inversor, es decir, que cuando un IGBT de la misma rama
salga de conducción debe dar un tiempo para que el otro IGBT entre en conducción. A
este tiempo se le conoce como tiempo muerto y durante este intervalo ninguno de los
dos IGBT's de la misma rama debe conducir, de lo contrario el inversor estará en
cortocircuito ocasionando el daño del mismo e incluso de otros dispositivos del impreso.
Frecuencia
(a)
Tiempo muerto 3μs
(b)
Figura 5.7. Señales de control complementarias a la salida de los optoacopladores: (a) Señales para una
pierna del inversor, (b) Tiempo muerto entre ellas de 3μs.
La programación del tiempo muerto se realiza por software. Se hicieron pruebas
con 3, 2, 1.5, y 1μs. La figura 5.7(a) muestra las señales de control a la salida de los
optoacopladores para una pierna del inversor. En la figura 5.7(b) se muestran las
mismas señales pero haciendo un acercamiento en uno de los extremos. Se puede
constatar el tiempo muerto programado desde el microcontrolador midiendo el ciclo de
la señal con el osciloscopio, en este caso de 3μs, figura 5.7(b).
Debido a que las salidas de los optoacopladores son negadas parece que en un
periodo de tiempo las dos señales están activadas pero no es así, pues cuando una de
109
CAPÍTULO 5
las señales está abajo el IGBT está en estado de conducción y cuando está arriba el
IGBT está en no conducción, por tanto, las señales son correctas si se analizan desde
este punto de vista.
La figura 5.8(a) muestra una señal con frecuencia de 16kHz a la salida de los
optoacopladores con un tiempo muerto programado de 2μs. Se hizo un acercamiento
en cada uno de los extremos para verificar este tiempo y se muestra en las figuras
5.8(b) y (c).
Frecuencia
(a)
Tiempo muerto 2μs
(b)
Tiempo muerto 2μs
(c)
pierna del inversor, (b) Tiempo muerto entre ellas de 2μs en el extremo izquierdo, (c) Tiempo muerto
entre ellas de 2μs en el extremo derecho.
110
CAPÍTULO 5
Se hicieron pruebas a la misma señal de 16kHz cambiando el tiempo muerto de
1.5μs, 1.0μs, 0.7μs, figuras 5.9 y 5.10 y se pudo comprobar que el tiempo muerto
programado desde el microcontrolador es el mismo que el medido con el osciloscopio.
Frecuencia
(a)
Tiempo muerto 1.5μs
(b)
pierna del inversor, (b) Tiempo muerto entre ellas de 1.5μs.
Las pruebas con diferentes tiempos muertos se realizaron hasta llegar a 0.7μs
debido a que este es el tiempo muerto que se va a programar para que a la salida del
controlador se tenga un total de tiempo muerto de 1.0μs.
Tiempo muerto 1μs
(a)
(b)
Figura 5.10. Señales de control complementarias a la salida de los optoacopladores con un tiempo
muerto entre ellas de 1.0μs 0.7μs.
111
CAPÍTULO 5
El controlador de compuertas IR2136 introduce un tiempo muerto de 0.3μs a las
señales enviadas por los optoacopladores, es decir, si se programa un tiempo muerto
de 1μs en el microcontrolador, a la salida del controlador de compuertas se tendrá un
tiempo muerto total de 1.3μs.
En este trabajo se tienen dos opciones de introducir tiempos muertos a las señales
de control, una fija y otra variable, por hardware y por software respectivamente. Por
tanto, es importante tener siempre presente el tiempo muerto fijo que da el controlador
de compuertas IR2136.
5.2.4. Comparación de los Métodos de Control PWM Sinusoidal y Sinusoidal
más Tercera Armónica
La comparación de los métodos de control SPWM y THSPWM se realizó con el
objetivo de verificar cual de los dos métodos tiene una mejor utilización de la fuente de
CD. Las figuras 5.11(a) y (b) muestran los ciclos de trabajo trifásico sinusoidal y
sinusoidal más tercera armónica con amplitud del 100%.
Figura 5.11. Ciclos de trabajo trifásicos con amplitud del 100%: (a) sinusoidal y (b) sinusoidal más tercera
armónica.
Se pudo comprobar que el método THSPWM tiene un mejor aprovechamiento de la
fuente de CD, debido a que la inyección de la tercera armónica da como consecuencia
112
CAPÍTULO 5
una deformación de la onda sinusoidal. Como se puede ver en la figura 5.12 la
diferencia entre los dos métodos está en las crestas y en los extremos de cada onda.
La cresta del método THSPWM disminuye, pero aumenta el voltaje en los extremos con
respecto a la onda sinusoidal. Esta deformación es conveniente para esta aplicación
debido a que aumenta el voltaje promedio de salida y como consecuencia provoca una
modulación diferente como se ve en la figura 5.13.
Figura 5.12. Formas de ondas sinusoidales trifásicas con inyección de tercer armónica, con 100% de
amplitud.
En la figura 5.13(a) se puede ver una señal modulada en la que hay menos voltaje
promedio aplicado que en la figura 5.13(b). La figura 5.13(b) presenta el voltaje aplicado
en instantes de tiempo más prolongados, lo que origina que la amplitud de la
fundamental en el control THSPWM sea mayor con respecto al control SPWM, por
tanto, se aprovecha mejor el voltaje de la fuente de CD utilizando un método de control
THSPWM.
113
CAPÍTULO 5
(a)
(b)
Figura 5.13. Señales PWM con 100% de amplitud: (a) método de control SPWM (b) método de control
THSPWM.
5.3. Pruebas y Resultados en las salidas del Controlador de
Compuertas
A la salida del controlador de compuertas IR2136 se realizaron las pruebas
siguientes:
114
CAPÍTULO 5
•
Pruebas de Señales Complementarias, Voltajes y Frecuencia
•
Pruebas de Tiempos Muertos
•
Señales PWM que Forman el Voltaje Sinusoidal de cada Fase a la Salida del
IR2136
Para realizar estas pruebas se agregó al esquema de optoacopladores de la
sección anterior el controlador de compuertas y sus circuitos auxiliares de la figura 5.14.
Figura 5.14. Controlador de compuertas IR2136 con sus circuitos auxiliares.
El montaje de los elementos de la figura 5.14, se puede ver físicamente en la figura
5.15. Las seis señales PWM de 5V que vienen de los optoacopladores son
PWM0,1,2,3,4,5. Se debe tener cuidado con las señales complementarias, por ejemplo
el complemento de la señal PWM0 es PWM1, por tanto, PWM0 debe ser enviada a
HIN1 y PWM1 debe ser enviada a LIN1 , como se ve en la figura 5.14.
115
Controlador de
Compuertas
IR2136
CAPÍTULO 5
Diodos de la
red de
Bootstrap
Capacitores
de Bootstrap
Seis señales
que van a las
compuertas
de los IGBT's
Led de
falla
Salidas donde
se hicieron las
pruebas
Resistencias p/protección
de sobretemperatura
Figura 5.15. Montaje en el circuito impreso del controlador de compuertas IR2136 con sus circuitos
auxiliares.
5.3.1. Pruebas de Señales Complementarias, Voltaje y Frecuencia a la Salida
del IR2136
La primera prueba en el controlador de compuertas se realizó conectando el
osciloscopio en las salidas de éste. Se pudo verificar que las señales que se manda a
cada IGBT de cada pierna del inversor fueran complementarias de 15V, a una
frecuencia de 16kHz, como se puede ver en la figura 5.16(a).
Se realizaron las mismas pruebas para cada pierna del inversor dando resultados
similares, donde se pudo verificar el voltaje de 15V, la frecuencia 16kHz y el
complemento
entre
ambas,
por
tal
razón,
solo
se
muestran
dos
señales
complementarias, figura 5.16(a).
Las divisiones del osciloscopio que se pueden ver en la figura 5.16, son de 5V en el
eje vertical, con una escala de 1:1, de donde se puede deducir que la señal es de 15V.
116
CAPÍTULO 5
5V/Div
Frecuencia
Figura 5.16. Señales complementarias de 15V a la salida del controlador de compuertas.
5.3.2. Pruebas de de Tiempos Muertos a la Salida del IR2136
Una de las pruebas de tiempo muerto se puede ver en la figura 5.17. Se muestra
un acercamiento de la figura 5.16. Se programó desde el microcontrolador un tiempo
muerto de 1.5μs. Con esta prueba se pudo comprobar que el controlador de
compuertas introduce un tiempo muerto de 0.3μs aproximadamente, por lo que a la
salida del controlador se tiene un tiempo muerto total de 1.8μs.
Figura 5.17. Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la salida del controlador
de compuertas.
117
Se
realizó
otra
prueba
con
un
tiempo
muerto
CAPÍTULO 5
programado
desde
el
microcontrolador de 2.5μs y a la salida del controlador se tiene 2.8μs, como se ve en la
figura 5.18. Con estas pruebas quedó comprobado que el tiempo muerto se puede
trabajar desde 0.3μs hasta el tiempo que mejor convenga para la aplicación.
Figura 5.18. Medición de tiempo muerto de señales complementarias de 15V a la salida del controlador
de compuertas.
5.3.3. Señales PWM que Forman el Voltaje Sinusoidal de cada Fase a la Salida
del IR2136
Las señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase se pudo ver a la
salida del controlador de compuertas aumentado el tiempo y el voltaje por división, y
poniendo la escala 10:1 en el osciloscopio como se ve en las figuras 5.19(a) y (b).
Esta prueba se realizo a una frecuencia de la fundamental programada en el
microcontrolador de 30Hz. Se pudo ver que la frecuencia programada desde el
microcontrolador es la misma que la de la señal obtenida a la salida del controlador de
compuertas, figuras 5.19(a) y (b), por tanto, las dos señales complementarias que darán
la frecuencia de la fundamental a la salida del inversor tienen la misma frecuencia que
ésta.
118
CAPÍTULO 5
t/Div
V/Div
Frecuencia
Frecuencia
(a)
(b)
Figura 5.19. Señales PWM a 30Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del
controlador de compuertas.
Se realizó otra prueba programando desde el microcontrolador una frecuencia de la
fundamental de 60Hz. Se puede ver en la figura 5.20(a), que a la salida del controlador
de compuertas se tiene la misma frecuencia. Se realizó un acercamiento a estas
señales para ver a más detalle el lapso de tiempo que permanece el voltaje aplicado en
cada IGBT de la misma pierna, figuras 5.20(a) y (b). En la figura 5.20(b) no se está
midiendo la frecuencia solo se está haciendo un zoom a la señal de 60Hz.
Zoom
Zoom
Frecuencia
(a)
(b)
Figura 5.20. Señales PWM a 60Hz que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del
controlador de compuertas.
119
CAPÍTULO 5
Las figuras 5.21(a) y (b) muestran las señales PWM a la salida del controlador de
compuertas de las otras dos piernas del inversor respectivamente. Como se puede ver
las señales son idénticas para cada una de las piernas del inversor, solo que aunque en
estas imágenes no se aprecia debido a que se tendrían que ver las seis señales juntas,
o por lo menos cuatro, deben estar desfasadas 120°. Estas imágenes no se pueden ver
juntas debido a que en laboratorio se tiene un osciloscopio con solo tres canales.
(a)
(b)
Figura 5.21. Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del controlador de
compuertas.
Se varió el tiempo por división en el osciloscopio a 500ms y a 50ms para ver las
señales de 30 y 60Hz, figuras 5.22(a) y (b) respectivamente. En la figura 5.22(a) se
puede ver la forma de las señales PWM de 30Hz haciendo un acercamiento bastante
grande. Se puede ver como varían los tiempos de voltaje aplicado para cada IGBT y
que cada pulso de una de las señales es complemento de cada pulso de la otra.
En la figura 5.22(b) se puede ver en la parte superior las señales PWM a 50ms/Div;
se aprecian señales, aparentemente líneas a altas frecuencias, sin embargo, si se hace
un acercamiento a esas señales, se puede ver en la parte inferior de la figura 5.22(b),
que las señales son complementarias y que en los extremos tienen menos voltaje
aplicado, pues se aprecia un número mayor de ranuras que en el centro de las mismas.
120
(a)
CAPÍTULO 5
(b)
Figura 5.22. Señales PWM que forman el voltaje sinusoidal de cada fase a la salida del controlador de
compuertas.
5.4. Pruebas y Resultados en las Salidas del Inversor
Las pruebas realizadas a la salida del inversor, es decir, al sistema completo se
hicieron con dos tipos de cargas:
•
Cargas Resistivas
•
Cargas Inductivas
Las mediciones se pueden hacer entre fases o entre fase y neutro como se ve en
la figura 5.23. Esto dependerá de la disponibilidad de los puntos de medición.
5.4.1. Pruebas con Cargas Resistivas
Una de las primeras pruebas que se realizó al sistema completo fue hecha con
cargas resistivas. Se conectaron resistencia de 500Ω en estrella a la salida del inversor
como se ve en la figura 5.23. Esta prueba también se hizo con focos de 100W y se
obtuvieron resultados similares. La alimentación de voltaje se hizo con un puente
rectificador monofásico. Estas pruebas se hicieron a 30, 60 y 90Hz variando la amplitud
121
CAPÍTULO 5
de la señal PWM en un 100, 50, 25 y 12.5%. El método de control empleado fue el
THSPWM.
Figura 5.23. Sistema a bloques con carga resistiva conectada en "Y" indicando los posibles puntos de
medición con el osciloscopio.
La figura 5.24 muestra la conexión física de esta prueba. En ella se puede apreciar
el módulo de resistencias que se conectó en estrella a la salida del inversor, así como el
resto del sistema. La medición de los resultados que se muestran en esta prueba se
hizo de fase a neutro.
Interfaz Visual
en la PC de
donde se lleva
a cabo el
Control
Módulo de
Resistencias
Tarjeta de la
Interfaz
Montada al
Disipador de
Calor
Microcontrolador
DSP
MC56F8323
Figura 5.24. Conexión física de la prueba con carga resistiva.
122
CAPÍTULO 5
Las figuras 5.25(a) y (b) muestran los voltajes de fase a neutro a una frecuencia de
30Hz con una amplitud de voltaje de las señales de control del 100 y 50%
respectivamente. Como se puede ver son ondas sinusoidales a seis pasos. Esta forma
de onda de voltaje de fase es la que se espera de un inversor trifásico fuente de voltaje
a IGBT's según la teoría, y se pudo comprobar.
Frecuencia 30Hz
Frecuencia 30Hz
(a)
(b)
Figura 5.25. Voltajes de fase a neutro a 30Hz con carga resistiva: (a) con el 100% de amplitud, (b) con el
50% de amplitud.
30Hz con una amplitud de voltaje del 25 y 12.5% respectivamente.
Frecuencia 30Hz
Frecuencia 30Hz
(a)
(b)
12.5% de amplitud.
123
CAPÍTULO 5
60Hz con una amplitud de voltaje de las señales de control del 100 y 50%
respectivamente. La frecuencia en estas figuras quedó cubierta por la señal pero en la
figura 5.28 se puede ver y comprobar que efectivamente es una señal de 60Hz.
Frecuencia 60Hz
(a)
(b)
50% de amplitud.
60Hz con una amplitud de voltaje de las señales de control del 25 y 12.5%
respectivamente.
Frecuencia 60Hz
(a)
(b)
12.5% de amplitud.
124
CAPÍTULO 5
90Hz con una amplitud de voltaje del 100 y 50% respectivamente.
Frecuencia 90Hz
Frecuencia 90Hz
(a)
(b)
50% de amplitud.
60Hz con una amplitud de voltaje del 25 y 12.5% respectivamente.
Frecuencia 90Hz
Frecuencia 90Hz
(a)
(b)
12.5% de amplitud.
Con estas pruebas se pudo ver como varía el voltaje de fase al variar la amplitud
de voltaje en las señales de control, de donde se concluye que para obtener la mayor
cantidad de voltaje posible es necesario trabajar con el 100% de amplitud.
125
CAPÍTULO 5
5.4.2. Pruebas con Cargas Inductivas
Las pruebas con cargas inductivas se hicieron con dos motores de inducción
trifásicos, de 1/8HP y de 1/2HP. Se midieron los voltajes de línea a línea a la salida del
inversor. El motor conectado al sistema completo se puede ver en la figura 5.31. En
esta figura se puede ver que en la PC se tiene la interfaz visual del control del motor.
Esta interfaz de visualización tiene varias presentaciones, como se puede ver en el
apéndice C, son páginas WEB que fueron desarrolladas en [34] con el propósito de
presentar y manipular las variables de control. Estas páginas WEB son soportadas por
el programa "FreeMaster" de la compañía "Freescale Semiconductor", el cual, es una
herramienta diseñada para control y visualización de variables en microcontroladores
de de la familia DSP56F8xxx.
5.4.2.1.
Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/8HP
Estas pruebas se realizaron midiendo los voltajes de línea a la salida del inversor.
La carga conectada es un motor de 1/8HP.
Interfaz Visual
en la PC de
donde se lleva
a cabo el
Control
Tarjeta de la
Interfaz
Montada al
Disipador de
Calor
Motor de Inducción
Trifásico de 1/8 HP
Transformadores
de 5 y 15V para la
Alimentación de
Circuitos
Integrados en la
Tarjeta
Microcontrolador
DSP
MC56F8323
Figura 5.31. Sistema completo con un motor de 1/8HP.
126
CAPÍTULO 5
Los voltajes que se reportan son a 10, 30, 60 y 90Hz. La amplitud aplicada a la
señal de control es del 100% y el método de control utilizado es el THSPWM. Con el
propósito de confirmar la frecuencia fundamental programada en el microcontrolador se
aplicó el filtro pasa-bajas de 400HZ del osciloscopio digital 700926 de YOKOGAWA,
que se tiene en el laboratorio de Electrónica de Potencia.
En las figuras 5.32(a) y (b) y en las 5.33(a) y (b), se muestra el voltaje de línea a la
salida del inversor con una frecuencia de 10Hz y de 30Hz, sin filtro y con filtro
respectivamente.
Frecuencia 10Hz
Frecuencia 10Hz
(a)
(b)
Figura 5.32. Voltaje de línea a la salida del inversor con un motor de 1/8HP: (a) Señal sin filtro a 10Hz, (b)
señal filtrada a 10Hz.
Frecuencia 30Hz
Frecuencia 30Hz
(a)
(b)
127
CAPÍTULO 5
En las figuras 5.34(a) y (b) y en las 5.35(a) y (b), se muestra el voltaje de línea a la
salida del inversor con una frecuencia de 60Hz y de 90Hz, sin filtro y con filtro
respectivamente.
Frecuencia 60Hz
Frecuencia 60Hz
(a)
(b)
Con estas pruebas se pudo comprobar que la frecuencia de la fundamental
programada es la misma frecuencia fundamental a la salida del inversor. Se comprobó
también la forma de onda de voltaje de línea, ya que teóricamente debe ser como las
formas de onda aquí presentadas.
Frecuencia 90Hz
Frecuencia 90Hz
128
5.4.2.2.
CAPÍTULO 5
Voltajes de Línea a la Salida del Inversor con un Motor de 1/2HP
Estas pruebas se realizaron midiendo los voltajes de línea a línea a la salida del
inversor. La carga conectada es un motor de 1/2HP. Las pruebas realizadas son tres:
•
Medición de Voltajes de Línea con una amplitud del 100%
•
Comparación entre los métodos de control SPWM y THSPWM
•
Comparación entre los métodos de control SPWM y THSPWM con filtro
El sistema conectado se puede ver en la figura 5.36. Con la medición de los
voltajes de línea se comprobó la teoría de los inversores trifásicos fuentes de voltaje.
La comparación entre los métodos de control SPWM y THSPWM, se realizó para ver el
comportamiento de los voltajes de línea ante cada estrategia de control a la salida del
inversor sin filtro y con filtro.
Tarjeta de la
Interfaz
Montada al
Disipador de
Calor
Motor de Inducción
Trifásico de 1/2 HP
Microcontrolador
DSP
MC56F8323
Figura 5.36. Sistema completo con un motor de 1/2HP.
129
5.4.2.2.1.
CAPÍTULO 5
Medición de Voltajes de Línea con una Amplitud del 100%
La primera prueba con este motor fue la medición de voltajes de línea con una
amplitud de las señales de control del 100%. Esta prueba se realizó con un voltaje en el
bus de CD de 181V y un voltaje de CA en la alimentación del rectificador de 134V. El
método de control utilizado fue un THSPWM. La figura 5.37 muestra los voltajes de
línea a línea. Estas pruebas se realizaron con puntas atenuadoras de 10:1. El
osciloscopio se puso en una escala de 10:1 para eliminar la atenuación de las puntas,
por tanto, los volts por división no tienen que ser divididos entre diez. En esta prueba se
tienen 50V/Div, es decir, cada división en el eje vertical equivale a 50V y no tienen que
ser dividos. Las figuras 5.37(a), (b) y (c) muestra que la alternancia de voltaje se
encuentra aproximadamente entre +181V y -181V, que es el voltaje del bus de CD.
V/Div
Escala
(a)
(b)
(c)
Figura 5.37. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP
130
5.4.2.2.2.
CAPÍTULO 5
Comparación entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM
La siguiente prueba fue la comparación entre los métodos de control SPWM y
THSPWM. Esta prueba se realizó con una amplitud de las señales de control del 100%,
un voltaje en el bus de CD de 208V y un voltaje de CA en la alimentación del
rectificador de 150V.
Frecuencia 60Hz
Voltajes
(a)
(b)
Figura 5.38. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP: (a) método de control
SPWM, (b) método de control THSPWM.
(a)
(b)
Figura 5.39. Voltaje de línea a línea a la salida del inversor con un motor de 1/2HP: (a) Zoom del método
de control SPWM, (b) Zoom del método de control THSPWM.
131
CAPÍTULO 5
En los resultados presentados en las figuras 5.38 y 5.39 se pudo ver el
comportamiento del voltaje de línea ante cada estrategia de control a la salida del
inversor. Se aprecia como el voltaje aplicado en el centro de cada medio ciclo es mayor
en un método que en otro. Las figuras 5.39(a) y (b) muestran más a detalle este hecho.
Con estas pruebas se comprobó la teoría de los inversores trifásicos vista en el capítulo
2, es decir, la alternancia de los voltajes de línea a línea con un PWM unipolar debe ser
de +Vd a –Vd, donde Vd es el voltaje del bus de CD. En la figura 5.38(b) se puede ver
que el voltaje máximo es de 204V y el voltaje rms es 158V, son muy aproximados a los
208V medidos en el bus de CD y a los 150V rms de CA, respectivamente.
5.4.2.2.3.
Comparación Entre los Métodos de Control SPWM y THSPWM
con Filtro
Para ver como aumenta el voltaje de línea a la salida del inversor cuando se
cambia de un método de control a otro se realizó la siguiente prueba. Se aplicó el filtro
de 400HZ del osciloscopio digital 700926 de YOKOGAWA para que se aprecie mejor,
ya que en las señales de voltaje de línea de las figuras 5.38 y 5.39 se aprecia de
diferente forma.
Estas pruebas se realizaron con una amplitud del 100%, un voltaje en el bus de CD
de 208V y un voltaje de CA en la alimentación del rectificador de 150V. En las figuras
que se muestran en estas pruebas no coincide los valores reales de voltaje con los del
osciloscopio debido a que entre el osciloscopio de visualización y los puntos de
medición va conectado el osciloscopio digital 700926; éste tiene la opción de filtro.
Estos valores no coinciden debido a que las escalas entre el osciloscopio que filtra y el
de visualización de resultados no coinciden, además a esto hay que agregar la
atenuación de las puntas de cada osciloscopio. Aunque para la prueba no interesa el
valor real del voltaje, sino ver que éste aumenta entre un método y otro, este valor se
puede obtener sacando un factor que al multiplicarlo se obtenga el valor real; para esto
se debe medir la señal sin filtro y con filtro en las mismas condiciones.
En la figura 5.40(a) se muestra una señal a 40Hz con un método de control SPWM
y en la figura 5.40(b) se muestra una señal a la misma frecuencia con un método de
132
CAPÍTULO 5
control THSPWM. Se puede ver que la segunda señal aumenta con respecto a la
primera. Los valores de voltajes pico y rms aumentan con el método de control
THSPWM.
Frecuencia
Voltajes
Frecuencia
Voltajes
(a)
(b)
Figura 5.40. Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor 40 Hz, con un motor de 1/2HP: (a)
método de control SPWM, (b) método de control THSPWM.
Se repitió la prueba anterior con una señal a 60Hz. En la figura 5.41(a) se muestra
la señal con un método de control SPWM y en la figura 5.41(b) con un método de
control THSPWM. Se puede ver que la segunda señal aumenta con respecto a la
primera. Los valores de voltajes pico y rms aumentan con el método de control
THSPWM.
Frecuencia
Voltajes
Frecuencia
Voltajes
(a)
(b)
Figura 5.41. Voltajes filtrados de línea a línea a la salida del inversor a 60 Hz, con un motor de 1/2HP: (a)
método de control SPWM, (b) método de control THSPWM.
133
CAPÍTULO 5
En estas pruebas se pudo ver como realmente aumenta el voltaje, por tanto, el
aprovechamiento de la fuente de voltaje de CD es mayor con el método de control
THSPWM.
134
CAPÍTULO 5
135
CAPÍTULO
CAPÍTULO 6
6
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES PARA
TRABAJOS FUTUROS
6.1. Conclusiones
En este trabajo de tesis se diseñó y se implementó la interfaz de potencia para un
motor de inducción. De las pruebas y resultados obtenidos se puede concluir lo
siguiente:
1.
El diseño y la implementación de la interfaz de potencia permitieron probar el
funcionamiento adecuado del accionamiento electrónico de dos motores de
inducción, de 1/8HP y de 1/2HP.
2.
En cuanto a las técnicas de control con las que se probó la interfaz, la técnica
PWM sinusoidal más tercera armónica permite un mayor aprovechamiento de la
fuente de CD. De los resultados obtenidos se puede concluir que el incremento de
la amplitud de voltaje es aproximadamente un 15% mayor en la técnica PWM
sinusoidal más tercera armónica que en la técnica PWM sinusoidal.
3.
El diseño de un esquema de accionamiento de motores de inducción con
microcontrolador DSP permite implementar métodos de control de mayor
complejidad que el implementado en este trabajo debido a las capacidades de
memoria con las que cuentan en la actualidad estos dispositivos. Además, permite
variar los tiempos muertos entre las señales de control, a diferencia de cuando los
tiempos muertos se introducen por hardware. Cuando los tiempos muertos se
introducen por hardware son fijos.
136
4.
CAPÍTULO 6
Las señales complementarias y los tiempos muertos son importantes para la
adecuada conmutación de los IGBT's del inversor. Si las señales no son
complementarias, el módulo inversor se cortocircuita y se destruye el circuito
interno del mismo.
5.
En las pruebas con cargas resistivas, se comprobó que las ondas de voltaje de
fase a neutro son a seis pasos, capítulo 5. En estas pruebas, el promedio de voltaje
de fase aplicado a la carga, es mayor cuando se trabaja al 100% de la amplitud del
ciclo de trabajo de las señales de control, con este porcentaje de amplitud se
mejorara la eficiencia del inversor.
6.
La variación del ciclo de trabajo en las señales de control permite variar el voltaje
promedio aplicado a la carga, lo que da como resultado la variación de la
velocidad, en el caso del motor de inducción.
7.
El máximo voltaje pico de línea a línea es el voltaje aplicado en la fuente de CD.
Esto se puede ver en los voltajes de línea de las pruebas con cargas inductivas en
el capítulo 5.
8.
Con respecto a la electrónica de potencia, la estructura compacta del módulo de
potencia inversor, disminuye los efectos por inductancias parásitas; a diferencia de
cuando se tiene otro tipo de esquemas, como por ejemplo, cuando se usan medios
puentes para cada pierna del inversor. Aunque los medios puentes tienen la
ventaja de que cuando hay una falla en el inversor por corto circuito normalmente
se quema una pierna del inversor, por tanto, solo se tiene que cambiar un medio
puente y no todo el módulo inversor, sin embargo aumenta los efectos por
inductancias parásitas, lo que lleva a disparos de los circuito integrados por picos
de voltajes y corrientes.
137
9.
CAPÍTULO 6
La implementación y el diseño del circuito impreso asistido por computadora
permite una operación más segura de los dispositivos que cuando se tienen
conexiones por cables u otro tipo de tablillas, disminuye los efectos por
inductancias parásitas, así como, las interferencias electromagnéticas. Además,
reduce la posibilidad de fallas por conexiones erróneas, por falso contactos, por
cables sueltos y por pasta de soldadura. Antes de contar con el circuito impreso se
quemaron dos módulos inversores debido a las causas antes mencionadas.
10. Los cables de alimentación de la fuente de CD y cualquier conductor en la interfaz
se ponen lo más corto posible para evitar voltajes inducido por inductancias
parásitas. Sin embargo, en ocasiones es prácticamente imposible tener cables
cortos. Para disminuir el efecto de inductancias parásitas se implementan
capacitores de desacople.
11. Los resultados obtenidos en este trabajo se consideran satisfactorios. Se cumplió
el objetivo de diseñar, implementar y probar la interfaz de potencia con dos
técnicas de control.
138
CAPÍTULO 6
6.2. Recomendaciones para Trabajos Futuros
Los trabajos recomendados que se pueden realizar a partir de este trabajo son los
siguientes:
b. Implementar lazos de retroalimentación de corriente, velocidad y voltaje
del bus de CD.
c. Implementar técnicas de medición de velocidad y par sin sensor.
d. Realizar el análisis del contenido armónico inyectado a la red.
e. Implementar la protección de sobrevoltaje debido al frenado dinámico con
el esquema que se muestra en la figura 3.14 o con el microcontrolador
DSP.
f. Realizar la implementación de otras técnicas de control como el control
vectorial o el control de campo orientado.
6.3. Aportaciones de la Tesis
Las aportaciones de este trabajo de tesis son las siguientes:
a. El prototipo de una interfaz de potencia para el accionamiento de motores
de inducción diseñada de forma flexible, de bajo costo comparada con las
que existen en el mercado, y accesible, es decir, por módulos separados
que permite implementar y probar diferentes algoritmos de control.
b. El diseño del circuito impreso asistido por computadora realizado en un
programa llamado PROTEL, que reduce los problemas de fallas por
conexiones erróneas, cables sueltos y soldadura de los mismos.
c. Se dan los puntos a seguir en el diseñó de circuitos impresos asistidos por
computadora.
d. Este trabajo puede servir como guía práctica para realizar el diseño y/o la
mejora de los elementos que conforman la interfaz de potencia.
139
REFERENCIAS
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[42] Información de PCB.
http://perso.wanadoo.es/chyryes/glosario/PCB.htm
[43] Cursos de Electrónica.
http://www.pablin.com.ar/electron/cursos/pcb
[44] Electrónica y Audio.
http://personales.ya.com/lcardaba/projects/placas/placas.htm
[45] Circuitos Impresos.
http://www.mayerpcb.com.ar/tecnica.htm
142
REFERENCIAS
[46] Tutoriales Circuitos Impresos.
http://webdiee.cem.itesm.mx/web/servicios/archivo/tutoriales/pcb/index.htm
[47] Tutoriales Circuitos Impresos.
http://cromavideo.webcindario.com/TUTORIALES/CIRCUITOIMPRESO.htm
[48] Métodos de Fabricación de PCB.
http://www.technick.net/public/code/cp_dpage.php?aiocp_dp=guide_pcb
http://www.geocities.com/davidgoin/cursocirimpreso.htm
[50] Fabricación de Circuitos Impresos.
http://www.pcbhome.com/index.htm
http://www.protonic.cl/Info_util.htm#InfoGerber
[52] Vázquez, O. M; Torres, S. M; Cortés, M. R; Rodríguez, R. J. "Control V/HZ de
Lazo Abierto de la Interfaz de Potencia para el Accionamiento de un Motor de
Inducción Mediante un DSP". RVP-AI/2005". Acapulco, México, 2005.
[53] Torres, S. M; Vázquez, O. M; Cortés, M. R; Rodríguez, R. J. "Comparación de los
Controles Escalar Voltaje/Frecuencia de Lazo Abierto Sinusoidal y Sinusoidal Más
Tercer
Armónico".
En
El
IVº
Congreso
Internacional
en
Ingeniería
Electromecánica y de Sistemas del Instituto Politécnico Nacional. México, D.F.
2005.
[54] O’Kelly, D; Simmons, S. "Introduction to Generalized Electrical Machine Theory"
UK: McGraw-Hill, 1968.
[55] Neacsu, D.O; "Using IR2171/IR2172 within DSP-Controlled AC Drives". Design
Tips DT99-8, International Rectifier.
[56] International Rectifier, “IR2102 Data Sheet”.
[57] Takahashi, T. "IGBT Protection in AC or BLDC Motor Drives". Technical Paper,
International Rectifier.
[58] International Rectifier, "IGBT Characteristic". Application Note AN-983.
[59] International Rectifier, "Application Characterization of IGBTs". Application Note
AN-990.
143
APÉNDICES
144
APÉNDICE A
Apéndice A
INICIALIZAR CON PROCESSOR EXPERT LOS DISPOSITIVOS
DEL DSP
A.1. Inicializar dispositivos con Processor Expert
Primeramente, con las clasificaciones realizadas del control se determinan los
recursos a utilizar y las interrupciones requeridas para el control en el microcontrolador.
Figura A.1. Ambiente de programación “Processor Expert”.
En la figura A.1 se presenta el ambiente del programa "Code Warrior" de
"Metrowerks" bajo el tipo de programación "Processor Expert". Este programa está
diseñado para trabajar bajo el entorno de Windows XP por lo que como es común se
145
APÉNDICE A
pide previamente el nombre del proyecto. El tipo de microcontrolador a utilizar para este
proyecto es el DSP56F8323 como se muestra en la figura A.1.
En este ambiente se seleccionan y cargan las cápsulas de los periféricos a utilizar
en el proyecto de control, localizadas en el selector de cápsulas (“Bean Selector”) figura
A.2.
Figura A.2. Cápsulas de los periféricos del control.
Una vez localizadas las cápsulas de los periféricos a utilizar se hace doble clic
sobre ellas para completar su selección. Ya seleccionadas se procede a la inicialización
con Processor Expert, en donde el programador únicamente se enfoca en la selección
de la configuración a utilizar de cada uno de los periféricos (habilitar, deshabilitar,
tiempos, frecuencias, interrupciones, pines de entrada/salida, modos, etc.), en un
ambiente de ventanas selectivas, mucho mas sencillo que si se realizara la
programación por registros.
146
APÉNDICE A
A.1.1. Cápsula Comunicación serie con PC_Master
La figura A.3 presenta las ventanas de inicialización en la configuración de la
cápsula de comunicación
serie con FreeMaster, seleccionada de la opción CPU
External Devices, figura A.2.
Figura A.3. Cápsula de comunicación serie con FreeMaster.
La cápsula proporciona cierta configuración básica al seleccionarla, para el
proyecto se describen las ventanas a programar de esta cápsula.
Propiedades de la cápsula:
•
•
•
Bean name – Nombre de la cápsula.
Channel – El canal usado para comunicación serie asíncrona. Canal SCI1
recomendado
Interrupt service/event – Se habilita. La cápsula puede o no puede ser activada
usando interrupciones.
o Interrupt – Interrupción especial generada por el proceso de
comunicación.
147
APÉNDICE A
Interrupt RxD – Interrupción de recepción serie.
Interrupt RxD priority – La prioridad de la interrupción asociada con la
comunicación asíncrona.
o Interrupt TxD – Interrupción para transmisión serie.
o Interrupt TxD priority – Prioridad de la interrupción asociada con la
comunicación asíncrona.
o Input buffer size – Tamaño de buffer de entrada en bites.
o Output buffer size – Tamaño del buffer de salida.
Settings – Configuración común de la cápsula.
o Baud rate – Velocidad de comunicación en baud, con la caja de dialogo
que se abre haciendo un clic en e botón . En donde puedes elegir o
sugerír un valor. Se recomienda 14400 baud.
o
o
•
A.1.2. Cápsula PWMMC
cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores (PWMMC).
Figura A.4. Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.
proyecto se describen las ventanas a conformar de esta cápsula.
148
APÉNDICE A
Cápsula PWMMC
Propiedades de la cápsula:
•
•
•
•
•
•
•
Device – Selección del modulo PWM.
Align – Determine si el control PWM del motor opera en modo alineación
simétrica o asimetrica. Alineación simétrica recomendado.
Programación solo derivados del 56800.
o Mode of PWM Pair 0 – Determine si la pareja 0 serán dos independientes
PWM o Una pareja complementaria (la pareja es PWM0 y PWM1).
o Mode of PWM Pair 1 - Determine si la pareja 1 serán dos independientes
o Mode of PWM Pair 2 - Determine si la pareja 2 serán dos independientes
o Top-Side PWM Pair 0 Polarity – Determine si el PWM 0 del lado alto tiene
polaridad positiva o negativa. Polaridad positiva recomendado.
o Top-Side PWM Pair 1 Polarity - Determine si el PWM 2 del lado alto tiene
polaridad positiva o negativa.
o Top-Side PWM Pair 2 Polarity - Determine si el PWM 4 del lado alto tiene
polaridad positiva o negativa.
o Bottom-Side PWM Pair 0 Polarity - Determine si el PWM 1 del lado bajo
tiene polaridad positiva o negativa.
o Write Protect – Cuando se active, la configuración del PWM (control,
config, channel, deadtime registers) no podrá ser cambiada después de la
inicialización.
o Output pads – Habilita/Deshabilita el bloque de salidas a los leds.
Frequency – Frecuencia de la señal de salida con la caja de dialogo que se abre
haciendo un clic en e boton
. Donde puedes elegir o sugerir un valor.
Recomendado 32 KHz.
Output Frequency – Frecuencia de salida del PWMMC (solamente para
información).
Activación soportada por 56800.
o Reload – Selecciona de 1 a 16 ciclos PWM para realizarla. 4 ciclos
recomendado.
o Dead-time – En el modo complementario, los generadores de tiempo
muerto de inserción automática seleccionado por software activan el
retardo en cada par de salidas PWM. La activación puede ser realizada
con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir con un clic en el .
La propiedad tiempo muerto es usada para controlar el tiempo muerto
durante la transición de 0 a 1 de la salida PWM y durante la transición de
149
•
•
•
•
APÉNDICE A
1 a 0 de la salida complementaria (asumiendo polaridad normal). Tiempo
muerto de 0.50 µs recomendado.
Interrupt service/event - Soporte de interrupciones. Habilitar.
o Reload interrupt priority – Prioridad de interrupción de recarga.
o Interrupt on reload – Interrupción asociada con el tiempo usado por la
cápsula PWM (Para información de habilitación solamente).
o Fault protection – Activación de la interrupción de protección por falla.
Interrupt on fault 0 – Interrupción asociada con el pin 0 (para
información solamente).
Fault 0 interrupt priority – Prioridad de la interrupción falla 0.
Interrupt on fault 1 - Interrupción asociada con el pin 1 (para
Fault 1 interrupt priority - Prioridad de la interrupción falla 1.
Interrupt on fault 2 - Interrupción asociada con el pin 2 (para
Fault 2 interrupt priority - Prioridad de la interrupción falla 1
Channel 0 – Canal 0 del PWM (PWM par 0).
o Channel – Selección del canal (no acepta modificación).
o PWM pin – Pin usado para la salida de la señal generada (solo para
información).
o PWM pin signal – Nombre de la señal del pin PWM.
o Duty – Ciclo de servicio activo de la señal PWM del canal 0. La activación
puede ser realizada con la ayuda de la caja de diálogo que se puede abrir
con un clic en el .
o Pin PWM0 active - PWM pin 0 en modo complementario: complemento del
pin PWM 1/inactivo.
o Mask channel – Si es enmascarado, el canal es puesto a un valor de cero
por ciento de ciclo de servicio.
o Channel – Selección del canal (no acepta modificación).
información).
puede ser realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir
con un clic en el .
pin PWM 0/inactivo.
o Channe2 – Selección del canal (no acepta modificación).
información).
150
APÉNDICE A
Duty – Ciclo de servicio activo de la señal PWM del canal 2. La activación
puede ser realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir
con un clic en el .
pin PWM 3/inactivo.
información).
con un clic en el .
pin PWM 2/inactivo.
información).
con un clic en el .
pin PWM 5/inactivo.
Channel 5 – Canal 5 del PWM (PWM par 2)
información).
con un clic en el .
pin PWM 4/inactivo.
Fault protection – Configuración de protecciones de falla de la cápsula.
o Fault 0 - Configuración de protecciones de falla del pin 0.
Fault pin signal – Nombre de la señal de falla del pin de falla 0.
o
•
•
•
•
151
APÉNDICE A
Fault clearing mode – Selección entre modo de limpieza de falla
automática o manual. Esta propiedad es habilitada solo si el
servicio/evento de interrupción es habilitado.
Fault pin – Solo para información. falla pin 1.
Fault pin – Solo para información. falla pin 2.

A.1.3. Cápsula ADC
cápsula de Convertidor Analógico a Digital (ADC).
Figura A.5. Cápsula modulación de ancho de pulso para control de motores.
152
APÉNDICE A
proyecto se describen las ventanas a conformar de esta cápsula.
Propiedades de la Cápsula Convertidor A/D:
•
•
•
•
•
•
•
A/D converter – Dispositivo convertidor Analógico/Digital.
Sharing - Esta propiedad permite compartir el dispositivo de ADC con otras
cápsulas.
Interrupt service/event – La cápsula usa las interrupciones para la conversión.
o A/D interrupt – Interrupción asociada con el dispositivo convertidor A/D.
o A/D interrupt priority – Prioridad de la interrupción asociada al dispositivo
convertidor A/D.
A/D channels – Lista de los pines usados para un convertidor A/D. puedes
añadir/quitar un elemento con el botón
o Channel0 – Número del canal.
A/D channel (pin) – Canal A/D (selecciona el nombre del pin).
A/D channel (pin) signal – Nombre de la señal del pin A/D.
Mode - Esta ventana permite seleccionar el modo
secuencial o simultáneo. El modo simultáneo puede
aplicarse cuando el dispositivo contiene dos muestra y
circuitos del sostenimiento independiente.
A/D samples – Lista de elementos que contiene un canal
convertidor A/D seleccionado:
Sample0 – Número de la muestra.
Channel -Índice del canal de la lista de canales A/D.
High limit – Permite activar el limite alto, con un valor de 12
bits. Si la resultante del ADC es mayor que este valor, el
evento OnHighLimit puede llamarse. Activar con referencia
de voltaje.
Low limit – Permite activar el limite bajo, con un valor de 12
bits. Si la resultante del ADC (sin la substracción por el valor
de offset ) es menor que este valor, el evento OnLowLimit
puede llamarse. Activar con referencia de voltaje.
Offset – Permite activar el Offset, con un valor de 12-bits. El
valor del offset es substraído de la resultante del ADC. Con
la finalidad de obtener un resultad signado (para el método
GetValue o GetChanValue
Zero crossing – Permite supervisar este canal y determinar
la dirección del cruce por cero. La supervisión de la lógica de
cruce por cero es de solo los cambios de signo entre la
muestra actual y una previa.
A/D prescaler – Prescalador asociado con el convertidor A/D.
A/D resolution – Resolución del dato máximo requerido por la aplicación.
153
•
•
APÉNDICE A
Conversion time – Tiempo para una conversión. La selección puede ser
realizada con la ayuda de la caja de dialogo que se puede abrir con un clic en el
. 1.700µs recomendado.
Internal trigger – Permit sincronizar el convertidor A/D con una señal interna.
Trigger source – Interfaz de tiempo con temporizador C2.
A.1.4. Cápsula Disparador de ADC por temporizador
cápsula disparador de ADC por temporizador.
Figura A.6. Cápsula Disparador de ADC por temporizador.
La cápsula proporciona cierta configuración básica al seleccionarla. Para el
proyecto se describen las ventanas a configurar de esta cápsula.
Propiedades de la Cápsula Disparador de ADC por temporizador:
154
•
•
•
APÉNDICE A
Device – Dispositivo utilizado como disparador de ADC. TMRC2 recomendado.
o Pins – Especifíca el pin de conteo para el temporizador utilizado.
Initialization – La cápsula usa las interrupciones para la conversión.
o Register values – Valores de registros.
Timer compare register 1 – El temporizador utilizado compara hasta
que su contador iguala a este registro, para mandar una señal de
disparo.
A.1.5. Cápsula Captura
cápsula Captura. Utilizada para medir el periodo de la señal cuadrada de velocidad.
Figura A.7. Cápsula Captura.
Propiedades de la Cápsula Captura:
155
•
•
•
•
•
•
•
APÉNDICE A
Capture Register – Registro de captura. TMRA0_Capture recomendado.
Timer counter - Registro contador del temporizador (solo para información).
Capture input pin – Pin de entrada a capturar. PHASEA0_TA0_GPIOB7
recomendado
Edge – Tipos de filos de la señal a capturar. Rising edge recomendado.
Interrupt service/event – Servicio de interrupciones usadas en la cápsula.
o Capture interrupt – Interrupción asociada con la captura (solo para
información).
o Capture priority – Prioridad de la interrupción. Medium priority
recomendado.
Prescaler – Preescalador usado para la captura.
o Maximum time of event – Tiempo garantizado antes del limite programado.
1092.266 µs recomendado.
A.1.6. Cápsula Botón IRQA
cápsula Botón IRQA. Utilizada para activar el control y el arranque del motor.
Figura A.8. Cápsula Botón IRQA.
156
APÉNDICE A
Propiedades de la Cápsula Botón IRQA:
•
•
•
•
Ued pin – Cápsula usada para comunicación con el botón.
Button inactivity- Elimina doble contacto del botón causada por oscilaciones del
mecanismo.
Initialization – Activa la inicialización.
o Events enabled in init – Habilita la inicialización de eventos.
157
APÉNDICE B
Apéndice B
PROGRAMA DE CONTROL ESCALAR
VOLTAJE/FRECUENCIA EN LAZO ABIERTO
B.1. Programa Principal
/** ###################################################################
**
Filename : MotConInd.C
**
Project
: MotConInd
**
Processor : 56F8323
**
Version
: Driver 01.07
**
Compiler : Metrowerks DSP C Compiler
**
Date/Time : 30/06/2005, 04:58 p.m.
**
Abstract :
**
Main module.
**
Here is to be placed user's code.
**
Settings :
**
Contents :
**
No public methods
**
**
(c) Copyright UNIS, spol. s r.o. 1997-2004
**
UNIS, spol. s r.o.
**
Jundrovska 33
**
624 00 Brno
**
Czech Republic
**
http
: www.processorexpert.com
**
mail
: [email protected]
** ###################################################################*/
/* MODULE MotConInd */
/* Including used modules for compilling procedure */
#include "Cpu.h"
#include "Events.h"
#include "PC_M1.h"
#include "Inhr1.h"
#include "PWMC1.h"
#include "MC1.h"
#include "Cap1.h"
#include "AD1.h"
#include "TMR1.h"
#include "Arranque.h"
#include "Inhr2.h"
#include "ADC.h"
/* Include shared modules, which are used for whole project */
#include "PE_Types.h"
#include "PE_Error.h"
158
APÉNDICE B
#include "PE_Const.h"
#include "IO_Map.h"
int Estado=1;
word Periodo;
/***************************************************************************/
/* PROTOTIPOS DE LA FUNCIÓN
*/
/***************************************************************************/
void main(void)
{
/*** Processor Expert internal initialization. DON'T REMOVE THIS CODE!!!
***/
PE_low_level_init();
/*** End of Processor Expert internal initialization.
***/
AD1_EnableIntTrigger();
/* Write your code here */
}
for(;;)
{
if (Estado==1) //Condición para deshabilitar señales PWM
{
PWMC1_Disable();
PWMC1_OutputPadDisable();
Estado=0;
//asignación de espera de decisión
}
if (Estado==2) // Condición para habilitar señales PWM
{
PWMC1_Enable();
PWMC1_OutputPadEnable();
Estado=0;
// asignación de espera de decisión
}
}
/* END MotConInd */
/*
** ###################################################################
**
**
This file was created by UNIS Processor Expert 2.95 [03.58]
**
for the Freescale 56800 series of microcontrollers.
**
** ###################################################################
*/
159
APÉNDICE B
B.2. Subrutinas de Interrupción
/** ###################################################################
**
Filename : Events.C
**
Project
: MotConInd
**
Processor : 56F8323
**
Beantype : Events
**
Version
: Driver 01.02
**
Compiler : Metrowerks DSP C Compiler
**
Date/Time : 30/06/2005, 05:07 p.m.
**
Abstract :
**
This is user's event module.
**
Put your event handler code here.
**
Settings :
**
Contents :
**
PWMC1_OnReload - void PWMC1_OnReload(void);
**
**
(c) Copyright UNIS, spol. s r.o. 1997-2004
**
UNIS, spol. s r.o.
**
Jundrovska 33
**
624 00 Brno
**
Czech Republic
**
http
: www.processorexpert.com
**
mail
: [email protected]
** ###################################################################*/
/* MODULE Events */
#include "Cpu.h"
#include "Events.h"
#include "prototype.h"
/* Variables usadas en la Generacion de formas de Onda*/
static Frac16
Amplitud=24576; /*Amplitud de las formas ondas
seno (en % de Amp. de Vol. de fase Max.)*/
static MCGEN_s3PhWaveData Salida;
//32767 16384 8192
static Frac16
Incrementa=500; // Incremento de angulo
int metodo=1; // Bandera de cambio de metodo de control
int Giro=1,cont=0; //Bandera de cambio de giro
extern word Periodo; //Variable de Periodo de velocidad calculado
extern Estado; //Bandera de Estado del control
word Captura,AntCaptura; //Bariables para calcular el periodo
byte err;
Frac16 vol_bus_dc=0; // Variable del valor de voltaje del bus de CD
//Prototipo de recarga
void recarga(MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas);
/*
** ===================================================================
**
Event
: PWMC1_OnReload (module Events)
**
**
From bean
: PWMC1 [PWMMC]
**
Description :
**
This event is called before PWM cycle according to reload
**
frequency. (only when the bean is enabled - <Enable> and
160
APÉNDICE B
**
the events are enabled - <EnableEvent>) (event is
**
available only if interrupt service/event is enabled).
**
Parameters : None
**
Returns
: Nothing
** ===================================================================
*/
#pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate 'Interrupt
preserve registers' property */
/* is set to 'yes' (#pragma interrupt saveall is
generated before the ISR)
*/
void PWMC1_OnReload(void)
{
if (metodo==1) //Método de control sinusoidal
MC1_Gen3PhWaveSineIntp(&Salida,Amplitud,Incrementa);
Else
//Método de control sinusoidal mas tercer armónico
MC1_Gen3PhWaveSine3rdHIntp(&Salida,Amplitud,Incrementa);
recarga(&Salida);//Llamada a función recarga generador PWM
setRegBits(PWMA_PMCTL,3);// interrupción PWM atendida
/* Write your code here ... */
}
void recarga (MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas)
{
UWord16 pwmModulus;
pwmModulus = getReg(PWMA_PWMCM);
PWMC1_SetDuty(0, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseA));
if(Giro==1) // sentido de giro correcto
{
PWMC1_SetDuty(2, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB));
PWMC1_SetDuty(4, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC));
}
if(Giro==2) // Cambio de giro
{
PWMC1_SetDuty(2, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC));
PWMC1_SetDuty(4, mult_r(pwmModulus,pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB));
}
}
/*
** ===================================================================
**
Event
: Cap1_OnCapture (module Events)
**
**
From bean
: Cap1 [Capture]
**
Description :
**
This event is called on capturing of Timer/Counter actual
**
value (only when the bean is enabled - <"Enable"> and the
**
events are enabled - <"EnableEvent">.
**
Parameters : None
**
Returns
: Nothing
161
APÉNDICE B
** ===================================================================
*/
*/
void Cap1_OnCapture(void)
{
/* Escribe valor capturado para variable Data */
err=Cap1_GetCaptureValue(&Captura);//error atiendido y captura primer valor
Periodo=Captura-CapturaAnt; // Calculo del periodo de la señal de velocidad
CapturaAnt=Captura; // Captura actual igual a captura anterior
}
/*
** ===================================================================
**
Event
: AD1_OnEnd (module Events)
**
**
From bean
: AD1 [ADC]
**
Description :
**
This event is called after the measurement (which
**
consists of <1 or more conversions>) is/are finished.
**
Parameters : None
**
Returns
: Nothing
** ===================================================================
*/
*/
void AD1_OnEnd(void)
{
clrRegBit(ADCA_ADCR1,STOP);
/* Normal operation mode */
AD1_GetChanValue(0, (word *)&vol_bus_dc); //Conversión del ADC
}
/*
** ===================================================================
**
Event
: AD1_OnHighLimit (module Events)
**
**
From bean
: AD1 [ADC]
**
Description :
**
This event is called when the high limit any channel has
**
been exceeded. If the <Number of conversions> property is
**
greater than 1, then during one measurement this event
**
may be invoked up to the <Number of conversions> times
**
per each of the measured channels.
**
Parameters : None
**
Returns
: Nothing
** ===================================================================
162
APÉNDICE B
*/
*/
void AD1_OnHighLimit(void)
{
PWMC1_Disable();
Estado=6; // Valor del estado al pasar el limite del convertidor programado
}
/*
** ===================================================================
**
Event
: AD1_OnLowLimit (module Events)
**
**
From bean
: AD1 [ADC]
**
Description :
**
This event is called when the low limit any channel has
**
been exceeded. If the <Number of conversions> property is
**
greater than 1, then during one measurement this event
**
may be invoked up to the <Number of conversions> times
**
per each of the measured channels.
**
Parameters : None
**
Returns
: Nothing
** ===================================================================
*/
*/
void AD1_OnLowLimit(void)
{
PWMC1_Disable();
Estado=5; // Valor del estado al pasar el limite del convertidor programado
}
/*
** ===================================================================
**
Event
: PWMC1_OnFault0 (module Events)
**
**
From bean
: PWMC1 [PWMMC]
**
Description :
**
This event is called when fault 0 occurs. (only when the
**
bean is enabled - <Enable> and the events are enabled **
<EnableEvent>). (event is available only if interrupt
**
service/event is enabled). The event clears Fault flag
**
only when the Fault is set to manual clearing mode. When
**
the Fault is set to the automatic clearing mode, the
**
Fault flag must be cleared by the user using
**
ClearFaultFlag() method.
**
Parameters : None
163
APÉNDICE B
**
Returns
: Nothing
** ===================================================================
*/
*/
void PWMC1_OnFault0(void)
{
PWMC1_Disable();
Estado=4; // Valor del estado al presentarse una falla en las señales PWM
}
/*
** ===================================================================
**
Event
: Arranque_OnButton (module Events)
**
**
From bean
: Arranque [BUTTON]
**
Description :
**
This event is called when the button is pressed
**
If button inactivity feature (advanced view) is enabled,
**
then the next OnButton event is not generated during
**
deadtime
**
Parameters : None
**
Returns
: Nothing
** ===================================================================
*/
*/
void Arranque_OnButton(void)
{
PWMC1_Enable();
PWMC1_OutputPadEnable();
Estado=3; // Valor del estado al oprimir el botón de Arranque
}
/* END Events */
/*
** ###################################################################
**
**
This file was created by UNIS Processor Expert 2.95 [03.58]
**
for the Freescale 56800 series of microcontrollers.
**
** ###################################################################
*/
164
APÉNDICE B
B.3. Funciones
#include "MC1.h"
#include "prototype.h"
#define Inv_raiz3
FRAC16(0.577350) /* necesaria en
mcgen3PhWaveSine3rdH.... */
#define Un_sexto
FRAC16(1.0/6.0) /* necesaria en
mcgen3PhWaveSine3rdH.... */
#define Una_medio
FRAC16(0.5) /* necesaria en
mcgen3PhWaveSine........ */
#define angulo_120_grad
FRAC16(120.0/180.0)
const Frac16 gfwQUAD_SINE_LUT[(1 << ANCHO_TABLA_SENO) + 1] = {
0,
-201,
-402,
-603,
-804, -1005, -1206, -1407,
-1608, -1809, -2009, -2210, -2411, -2611, -2811, -3012,
-3212, -3412, -3612, -3812, -4011, -4211, -4410, -4609,
-4808, -5007, -5205, -5404, -5602, -5800, -5998, -6195,
-6393, -6590, -6787, -6983, -7180, -7376, -7571, -7767,
-7962, -8157, -8351, -8546, -8740, -8933, -9127, -9319,
-9512, -9704, -9896, -10088, -10279, -10469, -10660, -10850,
-11039, -11228, -11417, -11605, -11793, -11980, -12167, -12354,
-12540, -12725, -12910, -13095, -13279, -13463, -13646, -13828,
-14010, -14192, -14373, -14553, -14733, -14912, -15091, -15269,
-15447, -15624, -15800, -15976, -16151, -16326, -16500, -16673,
-16846, -17018, -17190, -17361, -17531, -17700, -17869, -18037,
-18205, -18372, -18538, -18703, -18868, -19032, -19195, -19358,
-19520, -19681, -19841, -20001, -20160, -20318, -20475, -20632,
-20788, -20943, -21097, -21251, -21403, -21555, -21706, -21856,
-22006, -22154, -22302, -22449, -22595, -22740, -22884, -23028,
-23170, -23312, -23453, -23593, -23732, -23870, -24008, -24144,
-24279, -24414, -24548, -24680, -24812, -24943, -25073, -25202,
-25330, -25457, -25583, -25708, -25833, -25956, -26078, -26199,
-26320, -26439, -26557, -26674, -26791, -26906, -27020, -27133,
-27246, -27357, -27467, -27576, -27684, -27791, -27897, -28002,
-28106, -28209, -28311, -28411, -28511, -28610, -28707, -28803,
-28899, -28993, -29086, -29178, -29269, -29359, -29448, -29535,
-29622, -29707, -29792, -29875, -29957, -30038, -30118, -30196,
-30274, -30350, -30425, -30499, -30572, -30644, -30715, -30784,
-30853, -30920, -30986, -31050, -31114, -31177, -31238, -31298,
-31357, -31415, -31471, -31527, -31581, -31634, -31686, -31737,
-31786, -31834, -31881, -31927, -31972, -32015, -32058, -32099,
-32138, -32177, -32214, -32251, -32286, -32319, -32352, -32383,
-32413, -32442, -32470, -32496, -32522, -32546, -32568, -32590,
-32610, -32629, -32647, -32664, -32679, -32693, -32706, -32718,
-32729, -32738, -32746, -32753, -32758, -32762, -32766, -32767,
-32768};
/*
** ===================================================================
*/
static Frac16 SinPIx(Frac16 x,const Frac16 *pQuadSineLUT)
{
Frac16 z, bandera = 0, indice, delta;
165
APÉNDICE B
/* sin(x) = -sin(x) */
if (x > 0) {
bandera = 1;
x = __negate(x);
}
/* sin(π*x) = sin(π *(1-x)) */
if (x < FRAC16(-0.5)) {
x = __sub(FRAC16(-1.0), x);
}
x = __negate(x);
/* valor absoluto */
indice = x >> (14 - ANCHO_TABLA_SENO);
delta = (x & ((1 << (14 - ANCHO_TABLA_SENO)) - 1)) << (1 +
ANCHO_TABLA_SENO);
z = *(pQuadSineLUT + indice);
x = __mult_r(*(pQuadSineLUT + indice + 1) - z, delta);
x = __add(x, z);
/* x += z; interpolación*/
if (bandera) {
if (x == -32768) x += 1;
x = __negate(x);
/* x = -x; */
}
return x;
}
void MC1_Gen3PhWaveSineIntp(MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas,Frac16
fwAmplitude,Frac16 fwPhaseIncrement)
{
Frac16 fwSampleA, fwSampleB; /* variables temporales para calcular la
amplitud */
Frac32 flPhase32; /* variable temporal para calcular el ángulo */
flPhase32 = L_add(L_deposit_l(pPhaseDatas -> fwActualPhase),
L_deposit_l(fwPhaseIncrement));
pPhaseDatas -> fwActualPhase = extract_l(flPhase32); /* se guarda la fase
actual para la siguiente llamada a la función */
/* Cálculo de la función seno para cada una de las fases */
fwAmplitude = shr(fwAmplitude, 1);
fwSampleA = mult_r(fwAmplitude, SinPIx(pPhaseDatas -> fwActualPhase,
gfwQUAD_SINE_LUT));
fwSampleB = mult_r(fwAmplitude, SinPIx(extract_l(L_sub(flPhase32,
angulo_120_grad)), gfwQUAD_SINE_LUT));
/* Cálculo de
pPhaseDatas
pPhaseDatas
pPhaseDatas
fwSampleB));
}
los ciclos de trabajo */
-> udtDutyCycle.PhaseA = add(Un_medio, fwSampleA);
-> udtDutyCycle.PhaseB = add(Un_medio, fwSampleB);
-> udtDutyCycle.PhaseC = sub(Un_medio, add(fwSampleA,
void MC1_Gen3PhWaveSine3rdHIntp(MCGEN_s3PhWaveData *pPhaseDatas,Frac16
fwAmplitude,Frac16 fwPhaseIncrement)
{
Frac16 fwSampleA, fwSampleB, fwSample3rdH; /* variables temporales */
Frac32 flPhase32;
/* Cálculo de la amplitud
deseada */
166
APÉNDICE B
fwAmplitude
= mult_r(fwAmplitude, Inv_raiz3);
flPhase32
= L_add(L_deposit_l(pPhaseDatas -> fwActualPhase),
L_deposit_l(fwPhaseIncrement));
/* Se guarda la fase actual para la siguiente llamada a la función */
pPhaseDatas -> fwActualPhase = extract_l(flPhase32);
/* Cálculo de la función seno para cada una de las fases */
fwSampleA
= SinPIx(pPhaseDatas -> fwActualPhase, gfwQUAD_SINE_LUT);
fwSampleB
= SinPIx(extract_l(L_sub(flPhase32, angulo_120_grad)),
gfwQUAD_SINE_LUT);
/* Cálculo de un sexto del tercer armónico */
fwSample3rdH = mult_r(Un_sexto, SinPIx(extract_l(L_add(L_shl(flPhase32, 1),
flPhase32)), gfwQUAD_SINE_LUT));
/* Cálculo de los ciclos de trabajo */
pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseA = add(Un_medio, mult_r(fwAmplitude,
add(fwSample3rdH, fwSampleA)));
pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseB = add(Un_medio, mult_r(fwAmplitude,
add(fwSample3rdH, fwSampleB)));
pPhaseDatas -> udtDutyCycle.PhaseC = add(Un_medio, mult_r(fwAmplitude,
sub(fwSample3rdH, add(fwSampleA, fwSampleB))));
}
167
APÉNDICE C
Apéndice C
INTERFAZ VISUAL EN LA PC
C.1. Control y visualización de resultados con páginas WEB mediante
el vínculo con el programa FreeMaster
La interfaz de visualización se hizo en la PC mediante páginas WEB. Estas
páginas WEB de control y visualización que se emplearon en este trabajo fueron
realizadas por [34], para más información ver esta referencia. Se desarrollaron con el
propósito de presentar y manipular las variables de control desde la PC, éstas son
soportadas por el programa FreeMaster de Freescale semiconductor, el cual es una
herramienta diseñada para control y visualización de variables programadas en
microcontroladores de la familia de DSP56F8X.
El control y visualización de resultados con páginas WEB es una herramienta de
gran utilidad en la actualidad, debido que se pueden controlar sistemas a distancia por
medio del Internet.
Una página Web es un documento de hipertexto multimedia, lo cual significa que
está formado por:
•
Textos.
•
Botones.
•
Gráficos.
•
Cuadros de Texto
•
Imágenes.
•
Barras de desplazamiento
•
Sonidos.
•
Controles ActiveX (Instrumentación
•
Videos.
•
Enlaces a otras páginas Web.
virtual).
Las páginas WEB se escriben en el lenguaje HTML (HyperText Markup
Language). Este lenguaje permite ejecutar con facilidad, programas escritos en
168
APÉNDICE C
Javascript, Java y otros lenguajes de programación, lo cual amplía la funcionalidad y
dinamismo de las páginas.
La gran popularidad que ha logrado Internet, se debe principalmente a las páginas
WEB. Actualmente, son empleadas por las empresas para presentar y promocionar
productos y servicios, a la vez que efectuar transacciones comerciales electrónicas. El
control de sistemas electrónicos está en plena fase de expansión.
La figura C.1 presenta la página de bienvenida al control escalar voltaje/frecuencia
en lazo abierto que se utilizó para probar la interfaz de potencia. En esta página se
insertó una imagen y la leyenda "BIENVENIDO A LA ERA DEL CONTROL DIGITAL", el
cual es un texto multimedia que aparece palabra por palabra.
Figura C.1. Página HTML de bienvenida al control escalar voltaje/frecuencia de lazo abierto.
169
APÉNDICE C
La figura C.2 presenta la página Web de control de motor de inducción en donde
se insertan texto fijo y multimedia, botones, cuadros de texto, archivos de música (mp3)
e imágenes. Los botones controlan las variables de decisión Arranque/Paro (variable
“estado”), giro hacia delante/atrás (variable Giro), método de control sinusoidal y
sinusoidal más tercer armónico (variable método).
Figura C.2. Página de control de motor de inducción.
En la página HTML de instrumentación virtual, figura C.3, se insertan indicadores
virtuales ActiveX de National Instruments, que tienen las siguientes propiedades:
•
Style (estilo del indicador)
•
Numeric (rangos de medición)
•
Pointer (tipo y cantidad de manecillas)
•
Format (tipo de dato)
170
•
Etiqueta de objetos (variable para manipulación del indicador)
•
Parámetros (variables utilizadas por el indicador).
APÉNDICE C
El resultado de ligar las propiedades del indicador virtual con las variables:
velocidad, % de amplitud de la fundamental, voltaje del bus de CD y la frecuencia de la
red trifásica generada se exponen en la página HTML de la figura C.3.
Figura C.3. Página de Instrumentación virtual.
Las páginas WEB mostradas son una plataforma inicial encaminada a realizar
control por Internet, cargándolas en un servidor y teniendo de respaldo FreeMaster.
Este tipo de control por medio de páginas WEB se esta aplicado hoy en día con el fin de
control, inspección y registro de los sistemas a distancia.
171

Diseño e Implementación de una Interfaz de Potencia para

Transcripción

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