variadores de velocidad/arrancadores estáticos

Transcripción

VARIADORES DE VELOCIDAD/ARRANCADORES ESTÁTICOS:
APLICACIONES, INSTALACIÓN Y NORMATIVA SOBRE
REGULACIÓN Y CONTROL DE MOTORES DE C.A.
DEPARTAMENTO TÉCNICO POWER ELECTRONICS DOC 4220000F
POWER ELECTRONICS
1.- PRINCIPIOS DE CONTROL DE LOS MOTORES DE INDUCCIÓN
INDICE
SECCIÓN 1: PRINCIPIOS DE LOS MOTORES DE INDUCCIÓN ···········································································1
1.1.- CONSTITUCIÓN DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN DE JAULA DE ARDILLA
1.2.- BOBINAS DEL ESTÁTOR
1.3.- ACCIÓN DEL ROTOR
1.4.- RELACIÓN PAR-VELOCIDAD
1.5.- CORRIENTE Y VELOCIDAD
1.6.- MOTORES ESPECIALES
1.7.- CONTROL DE VELOCIDAD EN UN MOTOER DE JAULA DE ARDILLA
SECCIÓN 2: PRINCIPIOS DE LOS ARRANCADORES ELECTRÓNICOS ················································ 5
2.1.- ARRANQUE DIRECTO
2.2.- PROBLEMAS DEL ARRANQUE DIRECTO
2.3.- EFECTO DE LA TENSIÓN REDUCIDA EN EL ARRANQUE
2.4.- MÉTODOS DE ARRANQUE POR REDUCCIÓN DE TENSIÓN
2.5.- PRINCIPIOS DE CONTROL DE UN TIRIRSTOR
2.6.- ARRANCADORES ELECTRÓNICOS
2.7.- RAMPA DE TENSIÓN, LÍMITE DE CORRIENTE EN ARRANQUE
SECCIÓN 3: PRINCIPOS DEL CONTROL DE VELOCIDAD EN MOTORES C.A. ······································10
3.1.- VARIACIÓN DE LA FRECUENCIA DE ALIMENTACIÓN
3.2.-¿PORQUÉ V/HZ CONTANTE?
3.3.- INCREMENTO DE TENSIÓN
3.4.- DIAGRAMA DE BLOQUES DEL VARIADOR
3.5.- CIRCUITO INVERSOR
3.6.- MODULACIÓN DE LA FORMA DE ONDA
3.7.- MODULACIÓN DEL ESPACIO VECTORIAL
3.8.- DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE CONMUTACÍÓN
3.9.- EL CONTROL ELECTRÓNICO
3.10.- VIGILANCIA DE LA CORRIENTE EN EL MOTOR
3.11.-EQUIPOS MONOFÁSICOS
3.12.-REGENERACIÓN
3.13.-TIPOS DE CARGA
SECCIÓN 4: PRINCIPIOS DEL CONTROL VECTORIAL DEL FLUJO ····················································· 19
4.1.- DIFERENCIAS ENTRE EL CONTROL ESCALAR Y EL VECTORIAL
4.2.- REPASO DEL MOTOR DE CC
4.3.- CONCEPTOS DEL CONTROL VECTORIAL
4.4.- CONCEPTO DE ROTACIÓN DEL SISTEMA DE REFERENCIA
4.5.- SÍNTESIS DE LA CORRIENTE DEL ESTÁTOR
4.6.- CONTROLADORES DE LA SERIE ELITE DE POWER ELECTRONICS
4.7.- SERIE ELITE: CONTROL TOTAL DEL PAR Y LA VELOCIDAD
SECCIÓN 5: ARMÓNICOS EN SECTORES INDUSTRIALES ················································································23
5.1.- ¿QUÉ SON LOS ARMÓNICOS?
5.2.- ¿QUIÉN PRODUCE ARMÓNICOS?
5.3.- ¿CÚALES SON LOS EFECTOS DE LAS CORRIENTES ARMÓNICAS DE ENTRADA?
5.4.- ¿CÓMO REPERCUTE LA DISTORSIÓN DE LA TENSIÓN SOBRE EL SISTEMA DE
DISTRIBUCIÓN?
5.5.- ¿CÚALES SON LOS REQUERIMIENTOS LEGALES RESPECTO A LA SUPRESIÓN DE
ARMÓNICOS?
5.6.- ¿CÓMO PUEDO REDUCIR LOS ARMÓNICOS EN MI SISTEMA DE DISTRIBUCIÓN?
APLICACIONES, INSTALACIÓN Y NORMATIVA SOBRE REGULACIÓN Y CONTROL DE MOTORES DE C.A.
4220000f
POWER ELECTRONICS
SECCIÓN 6: COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA EN VARIADORES DE VELOCIDAD ················ 27
6.1.- ¿QUÉ ES LA COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA?
6.2.- ¿QUÉ PRODUCE RFI EN UN VARIADOR?
6.3.- ¿CÓMO EMITE RFI EL VARIADOR?
6.4.- ¿CÓMO PODEMOS SUPRIMIR LAS RFI?
6.5.- ¿QUÉ MEDIDAS DE SUPRESIÓN DE RFI INCORPORA UN VARIADOR?
6.6.- SOBRE EL APANTALLAMIENTO
6.7.- SOBRE LAS TIERRAS
6.8.- ¿NECESITARÉ FILTROS ADICIONALES?
6.9.- ¿Y LA INMUNIDAD DE MI VARIADOR FRENTE A RFI EXTERNAS?
SECCIÓN 7: AHORRO DE ENERGÍA EN BOMBAS Y VENTILADORES ···················································31
INTRODUCCIÓN
7.1.- CUÁNDO SE PRODUCE EL AHORRO
7.2.- CARACTERÍSTICAS DE LA BOMBA Y EL VENTILADOR
7.3.- COMPORTAMIENTO DEL SISTEMA COMO CONSECUENCIA DE LA VARIACIÓN DE VELOCIDAD
7.4.- CARACTERÍSTICAS DEL MOTOR
7.5.- EFECTOS DE LA VARIACIÓN DE VELOCIDAD EN LAS CURVAS CARACTERÍSTICAS
7.6.- RELACIONES BÁSICAS
7.7.- EFICIENCIAS
7.8.- MÉTODOS DE CONTROL DE FLUJO
7.9.- REPRESENTACIÓN GRÁFICA DEL DESPILFARRO DE ENERGÍA
7.10.- AHORROS REALES
7.11.- INFORMACIÓN NECESARIA PARA EL CORRECTO ASESORAMIENTO DE AHORRO DE
ENERGÍA
SECCIÓN 8: AHORRO DE ENERGÍA EN UNA ESTACIÓN CLIMATIZADORA ············································· 37
8.1.- MÉTODO TRADICIONAL, CON VÁLVULAS DE 3 VÍAS
8.2.- MÉTODO OPTIMIZADO, CON VARIADOR Y ARRANCADOR ESTÁTICO
8.3.- AHORRO DE CAUDAL EN LA BOMBA DE AGUA FRÍA:
8.3.1.-TABLAS DE CAUDAL, POTENCIA Y VELOCIDAD EN LA BOMBA
8.3.2.- CÁLCULO DE AHORRO EN LA INSTALACIÓN
8.3.3.- AHORRO Y AMORTIZACIÓN
8.4.- CAUDAL DE AIRE EN LOS CLIMATIZADORES
8.4.1.- TABLAS DE CAUDAL, POTENCIA Y VELOCIDAD DEL VENTILADOR
8.4.2.- CÁLCULO DEL AHORRO DE LA INSTALACIÓN
8.4.3.- AHORRO Y AMORTIZACIÓN
4220000f
POWER ELECTRONICS
SECCIÓN 1: PRINCIPIOS DE LOS MOTORES DE INDUCCIÓN
1.1 CONSTRUCCIÓN DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN DE JAULA DE ARDILLA
En todo motor eléctrico podemos distinguir dos partes: rotor y estátor.
El rotor está fijado a un eje (fig 1.1), e introducido dentro del estátor mediante rodamientos, de forma que puede
girar libremente.
El rotor se construye con barras cortocircuitadas eléctricamente por medio de anillos en los extremos formando
la denominada jaula de ardilla.
Cuando el motor se conecta a una fuente de suministro trifásica, el estátor induce unas corrientes en las barras
del rotor. La interacción del campo magnético generado entre el rotor y el estátor origina el par y por tanto la
rotación del rotor.
Al final del eje del rotor se fija un ventilador, encargado de refrigerar el interior del motor cuando este está girando.
ROTOR
ESTÁTOR
ROTOR
BOBINA DEL ESTÁTOR
VENTILADOR
fig 1.1. Costitución del motor de jaula de ardilla
4220000f
1
2
POWER ELECTRONICS
1.2 BOBINAS DEL ESTATOR
El estátor se construye con acero perforado, montado
como un cilindro hueco.
La parte interior es un armazón de hierro fundido o
aluminio.
Unas bobinas distribuidas en tres fases se distribuyen
en las ranuras del interior de la circunferencia.
Cada una de las tres bobinas del estátor tienen dos
mitades colocadas en posiciones diagonalmente
opuestas respecto al estátor.
Las bobinas están desfasadas 120º entre sí(fig 1.3).
El sentido de arrollamiento de las bobinas es tal que,
cuando la corriente pasa a través de ellas, se induce
un campo magnético a través del rotor. En este caso,
cada bobina tiene dos polos, con lo que el motor será
bipolar.
fig 1.2.- Cableado del estátor
Las bobinas en un estátor de dos polos se muestran
en la figura 1.3. Cuando tres bobinas se conectan a
una alimentación trifásica ya sea en configuración
estrella o triángulo, crean un campo magnético que
produce la rotación. La velocidad de rotación del
campo está directamente relacionada con la frecuencia
de la alimentación. Así, una alimentación de 50Hz
crea un campo de rotación de 50 rev/segundo, es
decir, 3000 r.p.m ( figura 1.4)
En el estátor dibujado en la figura 1.4, cada bobina
tiene cuatro secciones, desfasadas 90º entre sí.
Cuando la corriente pasa por cada una de las bobinas,
en el estátor se crean dos campos magnéticos, con
lo que cada bobina tiene cuatro polos y el motor se
denomina tetrapolar.
Cuando las bobinas se conectan a una fuente de
alimentación trifásica, el campo magnético gira a la
mitad de la frecuencia de suministro. Por lo tanto para
un suministro de 50Hz la velocidad de rotación del
campo será de 25 rev/segundo o lo que es lo mismo
1500 r.p.m.
De la misma forma, el campo en un estátor de 6 polos
gira a un tercio de la frecuencia de alimentación,
(1000 r.p.m. a 50Hz) y para un estátor de 8 polos el
campo gira a un cuarto de la frecuencia de alimentación (750 r.p.m. a 50Hz).
fig1.3.- Generación del campo magnético rotatorio en un motor
de dos polos.
fig1.4.-Generación del campo magnético en un estátor tatrapolar.
4220000f
POWER ELECTRONICS
1.3 ACCIÓN DEL ROTOR
dirección del campo
rotatorio del estátor
SUR
ESTÁTOR
ESTÁTOR
PAR
NORTE
A: CORRIENTES INDUCIDAS
EN EL ROTOR
Cuando aplicamos tensión en bornas del motor, el
campo magnético rotativo generado por las bobinas
del estátor corta el rotor, generando corrientes
inducidas en sus barras (figura 1.5).
B: INTERACCIÓN ENTRE
LOS CAMPOS PARA
PRODUCIR PAR
fig1.5.- Corrientes inducidas en el rotor
La frecuencia de la corriente del rotor es proporcional
a la diferencia entre la velocidad del rotor y el campo
magnético generado por el estátor y se denomina
frecuencia de deslizamiento. La corriente del rotor
induce un campo magnético en el rotor que gira a la
misma velocidad que el campo del estátor, siendo la
interacción entre ambos campos la que produce un
par de giro en el rotor.
1.4 RELACIÓN PAR VELOCIDAD
fig1.6.- Velocidad de sincronismo según el número de polos.
Cuando se incrementa la velocidad del motor, la
diferencia entre la velocidad del campo en el estátor
y las barras del rotor es menor, lo que reduce el
campo rotórico y en consecuencia el par disminuye.
Cuando se alcanza la velocidad del campo del estátor
no hay campo inducido en el rotor y el par generado
es cero. Estamos en la llamada velocidad de
sincronismo del motor.
En la figura 1.6 aparecen las diferentes velocidades
de sincronismo de acuerdo con el número de polos
del estátor para una frecuencia de suministro de
50Hz.
Cuando aumenta el par de la carga la velocidad del
rotor decrece, con lo que aumenta el deslizamiento.
Esto provoca que el flujo del estátor corte las barras
del rotor a mayor velocidad y, por consiguiente, se
incremente la corriente en el rotor y el par.
Sin embargo con el incremento de la corriente del
motor se produce una caída de tensión suplementaria
en la bobinas del estator, que provocará un
debilitamiento del campo en el estátor.
En la figura 1.7 se muestra una curva típica de par
/velocidad cuando el motor es excitado con una
fuente de alimentación trifásica.
fig1.7.- Curva par-velocidad de un motor de inducción.
1.5 CORRIENTE Y VELOCIDAD
fig1.8.- Curva corriente de línea-velocidad
Con deslizamientos altos, la velocidad del campo
magnético que corta el rotor aumenta, así como la
corriente que circula por él.
Esto se ve reflejado en un aumento en la corriente
del estátor. Como en el instante inicial el rotor está
inmóvil y alimentado con una frecuencia de suministro
de 50Hz, la corriente en el estátor puede alcanzar
entre 6 y 10 veces la corriente nominal a plena carga.
En la figura 1.8 se muestra la curva típica de corriente
y velocidad en un motor de inducción de jaula de
ardilla.
Incluso cuando el motor está sin carga y girando
cerca de la velocidad de sincronismo absorbe una
significativa cantidad de corriente de naturaleza
4220000f
3
4
POWER ELECTRONICS
reactiva, destinada a la magnetización de la máquina.
Estas componentes de magnetización crean el flujo
en el motor. Esta es la razón por la que un motor
siempre funciona con un factor de potencia por debajo
de la unidad , típicamente 0.86 a plena carga.
1.6 MOTORES ESPECIALES
Motor de rotor bobinado: En este tipo de motores,
en el rotor se introduce un bobinado trifásico (ver
figura 1.9). El bobinado del rotor se puede conectar
al exterior por medio de escobillas y anillos rozantes.
Este tipo de motores pueden tener resistencias
exteriores colocadas en el circuito del rotor, lo que
permite reducir la corriente absorbida, reduciendo la
saturación en el hierro y permitiendo un incremento
en el par de arranque. Conforme aumenta la velocidad
del rotor, el valor de las resistencias se reduce hasta
llegar a cero lo que permite mantener un par alto.
La figura 1.10 muestra la curva característica de par
y velocidad cuando varían las resistencias del rotor.
Motor de rotor de doble jaula: En este tipo de motor
el rotor tiene dos secciones. La exterior está diseñada
con un material de resistencia más elevada que la
interior. Cuando el motor está funcionando a baja
velocidad (mientras arranca), la frecuencia de
deslizamiento es alta y la corriente del rotor tiende a
circular por la cara exterior (debido al efecto piel ),
con lo que la resistencia efectiva es mayor y en
consecuencia aumenta el par de arranque.
Cuando la velocidad del rotor aumenta, la frecuencia
de deslizamiento decrece y la corriente del rotor
circula por la zona de baja resistencia del rotor, de
forma que las pérdidas energéticas son menores.
1.7 CONTROL DE VELOCIDAD DE UN MOTOR
DE JAULA DE ARDILLA
En principio un motor de jaula de ardilla es un motor
de velocidad fija, pero que puede ser controlada
actuando sobre el número de polos y la frecuencia
de suministro a la que está conectado.
La ecuación de la velocidad de un motor es
N= (f x 120 /p) -s
donde:
N = Velocidad del motor en revoluciones por minuto
f = Frecuencia de suministro al motor el Hz
p = Numero de polos en el estator
s = Deslizamiento del motor en revoluciones por minuto
De esta ecuación puede deducirse que la velocidad
puede ser variada de tres formas diferentes:
a) Cambiando el número de polos.
Esto requiere un motor con doble bobinado y además
la velocidad no varía de forma continua sino que se
produce un salto de una velocidad a otra. Por ejemplo,
un motor de 2/8 polos conectado a 50Hz tiene dos
velocidades de sincronismo: 3000 y 750 r.m.p.
fig1.9.- Motor de rotor bobinado.
fig1.10.- Evolución de la curva par-velocidad variando la
resistencia rotórica
b) Cambiando el deslizamiento.
Puede hacerse variando la tensión suministrada al
motor, lo que provoca que la curva de par velocidad
disminuya causando un mayor deslizamiento conforme
aumenta la carga en el motor. En general, la reducción
de par es proporcional al cuadrado de la reducción
de voltaje. Ver figura 1.10.
Para trabajar correctamente este método requiere
una carga con una característica creciente de par y
velocidad. Cualquier variación en la carga causará
una variación en la velocidad del motor.
c) Variando la frecuencia de suministro del motor.
Este método es el utilizado por los controladores de
velocidad electrónicos.
La figura 1.10 muestra la familia de curvas parvelocidad cuando se modifica la frecuencia de
alimentación.
Es el método más indicado para el control de la
velocidad, por las siguientes razones:
·Se obtiene un rendimiento elevado en todo el rango
de velocidades.
·Se dispone de una variación continua (sin saltos) de
la velocidad que puede ser controlada eléctricamente
vía señales de control tales como 0-10Vdc o 4-20mA.
Esto hace que los variadores de velocidad para
motores de CA sean ideales para los procesos de
automatización.
·El par disponible en el motor es constante, incluso
a bajas velocidades, lo que nos da la posibilidad de
trabajar con cualquier tipo de carga.
·Se puede trabajar con frecuencias superiores a 50Hz.
4220000f
POWER ELECTRONICS
2.-PRINCIPIOS DE LOS ARRANCADORES ELECTRÓNICOS
SECCIÓN 2.- PRINCIPIOS DE LOS ARRANCADORES ELECTRÓNICOS
2.1 ARRANQUE DIRECTO
correspondiente al par del motor.
Al comenzar el arranque directo este exceso de par
puede ocasionar: shocks mecánicos, deslizamiento
en las correas, stress en las trasmisiones y
golpes de ariete en las canalizaciones conectadas a
bombas.
El arranque directo es, básicamente, un arranque
incontrolado.
Las características del arranque directo de un motor
de inducción pueden ser mejor asimiladas a partir del
estudio del circuito equivalente completo del motor
(figura 2.1).
En el arranque el deslizamiento es máximo (1) y el
término RL/s es muy pequeño, por lo que
prácticamente es un cortocircuito. La mayor parte de
la corriente del estátor circula por el rotor, estando
limitada por las impedancias de los bobinados
estatórico y rotórico.
El segundo efecto es la enorme sobrecorriente que
circula por el motor (figura 2.3). La corriente de
arranque típica, en el momento del arranque, es de
unas seis veces la corriente nominal. Ello es debido
a que, en el arranque, el deslizamiento es máximo y
el motor se comporta como un transformador con el
secundario en cortocircuito. Esta sobrecorriente puede
ocasionar caídas bruscas de la tensión en líneas de
poca capacidad y obliga a dimensionar los contactores
y fusibles adecuados para evitar daños.
Las compañías de electricidad normalmente piden
que se tomen medidas para reducir las sobrecorrientes
de arranque.
Asímismo, el efecto de divisor de tensión entre el
rotor y el estátor provoca que la inductancia
magnetizante Lm no reciba toda la tensión de
alimentación. Así pues, en el arranque, el campo del
motor es más débil y el par del motor se reduce
aproximadamente al 50% del pico.
Las figuras 2.2 y 2.3 muestran las características parvelocidad y corriente-velocidad típicas en un motor
de inducción con rotor en cortocircuito (jaula de ardilla).
El tercer efecto es el calentamiento adicional del
motor. El calentamiento del rotor es mayor durante
el arranque dado que su resistencia efectiva se
incrementa en relación al funcionamiento normal.
Esto es debido a que el denominado "efecto piel"
concentra la corriente en la superficie de las barras
del rotor (en el instante inicial del arranque, la
frecuencia de las corrientes rotóricas es 50 Hz,
comparados con los 2 ó 3 Hz correspondientes al
funcionamiento normal). El sobrecalentamiento del
rotor puede ser importante tras varios arranques
consecutivos, o con cargas de elevada inercia, y
puede llegar a fundir las barras o los bobinados del
rotor.
2.2 PROBLEMAS DEL ARRANQUE DIRECTO
En el arranque directo de un motor de inducción,
podemos destacar fundamentalmente tres efectos.
El primero es el exceso de par aplicado (figura 2.2).
Incluso si el par resistente inicial de la carga es bajo,
durante el arranque directo se producen una serie de
oscilaciones bruscas del par (que alcanzan valores
muy elevados) a medida que la velocidad aumenta.
Este exceso de par está representado por el área
comprendida entre la curva del par de carga y la
IT
L
IS
L
IR
I
R
Rr
Rs
Inductancia
magnética
Lm
ESTATOR
Im
1-S
Rr
S
Resistencia de carga. se
reduce con el incremento
de deslizamiento
ROTOR
fig2.1 Esquema equivalente completo de una fase del motor de inducción
fig2.2 Curva par-velocidad
fig2.3 Curva corriente-velocidad
4220000f
5
6
POWER ELECTRONICS
2.3 EFECTO DE LA TENSIÓN REDUCIDA EN EL
ARRANQUE
Se puede demostrar que si la tensión de alimentación
de un motor de inducción es reducida durante el
arranque, el par disponible disminuye con el cuadrado
de la tensión (figura 2.4). Si la tensión aplicada al
motor se reduce al 71%, el par disponible se queda
reducido al 50% (0.710.71) del valor total. La corriente
de arranque también se reduce, pero no tanto como
el par.
Cualquier técnica de arranque basada en la reducción
de la tensión de alimentación ocasionará que el motor
funcione con un elevado deslizamiento durante
periodos de tiempo prolongados. Cuando el
deslizamiento es elevado, el par es moderado, el
factor de potencia empeora y el calentamiento del
motor (especialmente del rotor) se incrementa.
Un variador de frecuencia es un método más efectivo
de arranque para un motor de inducción. Dado que
el variador incrementa la frecuencia de acuerdo con
una rampa prefijada, el motor puede ser acelerado
sin que el deslizamiento sea elevado, de forma que
la corriente de arranque puede ser minimizada y
obtener un par de arranque controlado.
Este sistema presenta la ventaja de poder variar la
velocidad de forma continua. El principal inconveniente
es el mayor coste inicial del variador.
incrementa hasta llegar a la tensión nominal.
Normalmente se realizan dos o tres etapas. Cada
etapa requiere un contactor, que necesita ser
controlado mediante un relé retardado en el caso de
un arranque automático. Este método desconecta
momentáneamente el motor en cada salto, lo que
provoca picos de corriente y pérdidas transitorias de
par. Una ventaja de este método es el reducido valor
de la corriente debido al efecto transformador.
3) Resistencias estatóricas:
Este método intercala resistencias en serie con la
alimentación durante el arranque. A medida que el
motor aumenta la velocidad, disminuye el valor de
las resistencias y finalmente se cortocircuitan.
Un arrancador de este tipo de uso muy extendido
utiliza resistencias líquidas, constituidas por láminas
conductoras introducidas en recipientes de carbonato
sódico como elementos resistivos. Este método no
proporciona muy buenos resultados en lo que se
refiere al control de la tensión en los terminales del
motor y es bastante ineficiente debido a las elevadas
pérdidas en las resistencias durante el arranque.
4) Arrancadores electrónicos:
En su forma más extendida, un arrancador electrónico
está constituido por tres pares de tiristores en
antiparalelo intercalados entre la línea y el motor.
Mediante el control del disparo de los tiristores puede
ser reducida la tensión aplicada al motor.
2.4 MÉTODOS DE ARRANQUE POR REDUCCIÓN
DE TENSIÓN
Todos los métodos de arranque que vamos a analizar
en este apartado reducen la tensión de alimentación
pero no modifican la frecuencia. Como consecuencia,
el cociente entre el par y la corriente es reducido.
1) Estrella-triángulo:
Este método puede ser utilizado para motores con
bobinados 400Vac. En funcionamiento normal, los
devanados están conectados en triángulo, pero en
los primeros instantes del arranque se conectan en
estrella. Esto reduce la tensión en bornes de los
devanados al 57%, y el par de arranque al 33%. Este
método tiene la ventaja de mantener constante el
cociente entre el par del motor y la corriente.
fig2.4.- Curvas par-velocidad en función de la tensión
Este método requiere dos contactores y un relé
retardado si el arranque es automático. Durante la
transición de estrella a triángulo el motor está
desconectado durante unos instantes, lo que produce
una pérdida momentánea del par y un pico de corriente
en la reconexión (figura 2.5).
2) Autotransformador:
Un arranque por autotransformador se realiza
mediante un autotransformador con varias salidas.
Al principio, el motor se conecta a la salida de menor
tensión, conmutando a continuación a salidas de
voltaje superior a medida que la velocidad se
fig2.5.- Características del arranque estrella-triángulo
4220000f
POWER ELECTRONICS
2.5 PRINCIPIOS DEL CONTROL DE UN TIRISTOR
Un tiristor es un semiconductor utilizado como
interruptor, con dos terminales de potencia,
denominados ánodo (A) y cátodo (K), y un terminal
de control denominado puerta (G).
Principios de funcionamiento: (figura 2.6)
Si la tensión en el cátodo es superior a la del ánodo,
el tiristor está polarizado en inversa y bloquea el paso
de la corriente.
fig2.6a.- Característica del tiristor: símbolo y terminales del
SCR
Si la tensión en el ánodo es mayor que en el cátodo,
el tiristor está polarizado en directa, y bloquea el
paso de la corriente hasta que el terminal de puerta
recibe un pulso positivo respecto al cátodo.
Este pulso provoca la conducción del tiristor y la
corriente circula de ánodo a cátodo. El tiristor continúa
conduciendo cuando el pulso deja de aplicarse y lo
hace hasta que la corriente se anula, momento en
el cual recupera su poder de bloqueo.
Conexión en antiparalelo:
Una conexión en paralelo de dos tiristores con los
terminales invertidos se denomina en antiparalelo.
En esta configuración, los tiristores pueden ser
utilizados para controlar tensiones alternas.
En el semiciclo positivo, SCR1 controla la corriente
que circula hacia la carga. En los semiciclos negativos,
SCR2 es el encargado de controlar la corriente
circulante.
Control de fase:
Controlando el instante de disparo de los tiristores
podemos controlar el valor eficaz de la tensión
aplicada a la carga.
La figura 2.8 muestra la tensión aplicada a la carga
según el instante de disparo de los tiristores así como
la tensión en la carga cuando los tiristores son
controlados con un gran ángulo de disparo. La tensión
realmente aplicada a la carga (en trazo oscuro), es
comparativamente pequeña.
La figura 2.8.b muestra la tensión en la carga cuando
los tiristores se disparan en el punto medio de cada
semiciclo. La tensión eficaz en la carga es ahora al
50 % de la tensión de entrada.
fig2.6b.- Característica del tiristor: Curva característica
V-I del SCR
fig2.7.- Conexíón de tiristores en antiparalelo
La figura 2.8.c muestra la tensión en la carga con un
ángulo de disparo pequeño. La tensión eficaz es del
ord en del 80% de la tens ión de entrada.
El control de la tensión aplicada a la carga mediante
el control del disparo de los tiristores se denomina
control de fase y es el principio de los arrancadores
electrónicos de Power Electronics.
fig2.8.- Control de Fase
4220000f
7
8
POWER ELECTRONICS
2.- PRINCIPIOS DE LOS ARRANCADORES ELECTRÓNICOS
2.6 ARRANCADORES ELECTRÓNICOS
Los arrancadores de Power Electronics tienen tres
pares de tiristores en antiparalelo, un par por cada
fase de la línea de alimentación.
Estos tiristores son controlados mediante pulsos
generados por la tarjeta de control. Los pulsos de
disparo son aplicados a los tiristores a través de un
transformador de pulsos o un optoacoplador, que
proporciona aislamiento galvánico entre los circuitos
de control y los de potencia. Así pues, el arrancador
puede ser puesto en marcha o parado y la tensión
aplicada al motor controlada automáticamente a partir
de la tarjeta de control.
Los arrancadores incorporan funciones adicionales
tales como la medida de la corriente que circula por
el motor, proporcionando una protección contra
sobrecargas térmicas. Con todo, se requieren fusibles
de entrada a fin de proteger los tiristores y el motor
contra sobrecargas y cortocircuitos.
2.7 RAMPA DE TENSIÓN, LíMITE DE CORRIENTE
EN ARRANQUE
La rampa de tensión es un método de arranque en
el que se aumenta progresivamente la tensión aplicada
al motor.
En la figura 2.10 la tensión de salida del arrancador
efectúa una rampa desde 0 al 100% en cuatro
segundos. Sin embargo es conveniente señalar que
existe un retardo entre el comienzo de la rampa y el
momento en que el motor comienza a girar. El tiempo
de rampa es ajustable por el usuario.
Normalmente, un nivel de tensión inicial es ajustable
por el usuario, lo que permite fijar el comienzo de la
rampa. En el ejemplo de la figura 2.10b, el nivel de
tensión inicial ha sido fijado al 40%, lo que permite
que el motor comience inmediatamente a girar cuando
se da la orden de arranque.
El arranque con corriente limitada es un método que
sólo es utilizable cuando el arrancador mide
permanentemente la corriente de salida. La corriente
máxima de arranque es preseleccionada por el
usuario. Al principio del arranque, se mantiene la
rampa de tensión prefijada en tanto la corriente
permanece por debajo del valor máximo prefijado.
Llegados a este punto, la rampa de tensión se ajusta
para mantener la corriente en este valor o por debajo
de él.
Este método es utilizable si se desea limitar la corriente
máxima en el arranque debido, por ejemplo, a la
insufic iente capa cida d de la alim entaci ón.
Asímismo, es también un buen método para arrancar
cargas de elevada inercia que son aplicadas al motor
únicamente cuando este gira a la velocidad nominal.
Ejemplos: ventiladores, hojas de sierra, etc.
fig 2.9 Extructura de un arrancador
4220000f
POWER ELECTRONICS
2.- PRINCIPIOS DE LOS ARRANCADORES ELECTRÓNICOS
En la figura 2.11.a se ha seleccionado una corriente límite del 400%, y el proceso de aceleración de la carga se
realiza sin problemas. Sin embargo, en la figura 2.11.b, la corriente límite se ha seleccionado al 200%, y en un
punto del ciclo de aceleración, el par resistente ofrecido por la carga se hace superior al disponible en el eje del
motor. Llegados a este punto, el motor es incapaz de accionar la carga y termina parándose.
fig 2.10 Rampa de tensión
fig 2.11. Límite de corriente en el arranque
4220000f
9
10
POWER ELECTRONICS
3.- PRINCIPIOS DEL CONTROL DE VELOCIDAD EN MOTORES DE C.A.
SECCIÓN 3.- PRINCIPIOS DEL CONTROL DE VELOCIDAD EN MOTORES DE C.A.
3.1. VARIACIÓN DE LA FRECUENCIA DE
ALIMENTACIÓN.
En la figura 3.1 podemos ver de qué forma la variación
de la frecuencia de alimentación repercute en la
velocidad del motor. En ella aparece la familia de
curvas par-velocidad del motor alimentado a frecuencia
variable.
fig3.1 Evolución de la curva par-veocidad cuando varía la
frecuencia de alimentación.
3.2. ¿POR QUÉ V/Hz CONSTANTE?
IR
IT
En la figura 3.2 se muestra un circuito equivalente de
una fase de un motor de inducción. En este circuito
equivalente aparecen dos caminos en paralelo para
la corriente del motor, por lo que esta se divide en
dos componentes.
Una componente es la corriente de carga, designada
como IR. Es la componente "real" y circula por el rotor.
Esta corriente es generadora de par y por lo tanto
aumenta con la carga del motor.
La otra componente es la corriente magnetizante,
designada como IM. Circula por el estátor y es
"imaginaria",es decir, está desfasada 90º respecto a
la componente real. La corriente magnetizante es la
que genera el flujo en el motor y por lo tanto es
conveniente que permanezca constante cuando la
carga varía.
La figura 3.3 muestra las dos componentes de la
corriente como vectores. Podemos ver como el ángulo
entre la corriente total IT y la corriente de carga IR
disminuye cuando aumenta la carga del motor, lo que
mejora el factor de potencia. La corriente magnetizante
IM permanece constante, independientemente de la
carga. Es la corriente magnetizante quien genera el
campo magnético en el estátor, afectando a la
capacidad del motor de producir par.
El valor de la corriente magnetizante puede ser
calculado mediante la expresión:
IM=
donde:
V= tensión de alimentación
f = frecuencia de alimentación
L= inductancia magnetizante del estátor
De esta expresión podemos deducir que si reducimos
la frecuencia de alimentación sin disminuir la tensión,
la corriente magnetizante aumentará inversamente
con la frecuencia.
Esto conduce a la saturación magnética del motor si
la tensión de alimentación del motor no es reducida
junto con la frecuencia.
Así pues, en un controlador electrónico de la velocidad,
la tensión de alimentación del motor debe ser ajustada
en proporción a la frecuencia, de forma que la corriente
de magnetización permanezca constante.
Rs
Inductancia
magnética
Lm
ESTATOR
Im
RL
Resistencia de carga. se
reduce con el incremento
de deslizamiento
ROTOR
fig3.2 Circuito equivalente de una fase del motor.
fig3.3 Diagrama vectorial de la corriente en el motor
En el ejemplo de la figura 3.4, como la frecuencia de
salida está ajustada de 0 a 50 Hz, la tensión de salida
está ajustada del 0 al 100% (esto es, 0 a 400 Vac).
Esto asegura que el flujo en el motor permanece
aproximadamente constante. Un funcionamiento de
este tipo recibe el nombre de relación tensiónfrecuencia constante.
Es de remarcar que la frecuencia puede elevarse por
encima de 50 Hz, de forma que el motor trabaje en
sobrevelocidad. Sin embargo, la tensión del motor
no puede aumentarse por encima del 100%, debido
a la limitación de la tensión de alimentación. Así pues,
a partir de 50 Hz, el cociente tensión/frecuencia
disminuye, reduciéndose el flujo en el motor. Esto
repercute en una disminución del par que el motor
es capaz de dar a velocidades superiores a 50 Hz.
Este fenómeno se denomina debilitamiento del
campo.
4220000f
POWER ELECTRONICS
3.3. INCREMENTO DE TENSIÓN.
La figura 3.2 muestra un circuito equivalente de una
fase de un motor de inducción. Hasta ahora hemos
despreciado los efectos de las impedancias serie del
estátor, Rs y XLS. Estas impedancias producen una
caída de tensión cuando el motor está en carga, lo
que determina una reducción de la tensión
efectivamente aplicada al motor. Esto ocasiona el
debilitamiento del campo estatórico y la consiguiente
disminución del par disponible. Este hecho adquiere
mayor importancia a velocidades bajas, cuando la
tensión aplicada al motor es así mismo pequeña.
Para solucionar este problema, debemos proceder a
un incremento de la tensión aplicada al motor. Es
decir, a velocidades bajas la relación tensiónfrecuencia es aumentada, tal como indica la figura
3.5. Este incremento se requiere habitualmente cuando
la carga necesita un elevado par de arranque, como
por ejemplo cintas transportadoras o cargas de gran
inercia. Un incremento de tensión excesivo puede
ocasionar la saturación del motor, y por lo tanto la
sobrecarga del motor o del variador.
fig3.4.- Relación tensión-frecuencia en el variador
fig3.5.- Compensación de la tensión a velocidades reducidas
Los últimos variadores de velocidad “inteligentes”
pueden calcular y aplicar de forma automática el
incremento de tensión óptimo.
3.4 DIAGRAMA DE BLOQUES DEL VARIADOR
La figura 3.6 muestra un esquema de bloques simplificado de un variador de velocidad. Las tres fases de la
alimentación llegan a la entrada, donde la tensión es rectificada y posteriormente filtrada a través de un filtro LC.
Este “bus continuo” alimenta un puente inversor, el cual trocea la tensión para conseguir un sistema trifásico a
la tensión y la frecuencia necesarias para que el motor gire a la velocidad deseada.
fig3.6.- Diagrama de bloques del variador
3.5 CIRCUITO INVERSOR
El circuito inversor consta de 6 interruptores
electrónicos (semiconductores), en configuración
puente trifásico (figura 3.8). En un principio, los
interruptores utilizados eran tiristores rápidos con sus
correspondientes circuitos de conmutación forzada.
Posteriormente fueron sustituidos por transistores
bipolares (montaje Darlington), y actualmente se
utilizan Transistores Bipolares de puerta aislada
(IGBT).
cada fas e entra en c onduc ción, el inferior
co rr es p on d ie n te s e b l oq u ea y v ic e ve rs a .
De esta forma tenemos que el punto medio de cada
semipuente conmuta alternativamente del polo positivo
al negativo del bus de continua.
La conmutación de los transistores se produce de la
Si cada una de las fases conmuta de esta forma,
pero con un desfase entre ellas de 120º, las tres
formas de onda resultantes (VAO, VBO, VCO) son
las dibujadas en la figura 2.8. Si consideramos la
tensión entre fases (VAB en la figura), el resultado
siguiente manera: cuando el transistor superior de
es una onda de 6 pulsos o semi-cuadrada.
4220000f
11
12
POWER ELECTRONICS
VBC y VCA tienen la misma forma pero desfasadas
120º y 240º respectivamente.
Así pues, en la salida del puente inversor tenemos tres
tensiones trifásicas cuya frecuencia viene dada por la
frecuencia de conmutación. El valor eficaz de la tensión
es ajustado por modulación de la forma de onda. Esto
se lleva a cabo insertando "huecos" en la onda, como
veremos en el apartado 3.7.
Cuando estas formas de onda se aplican al motor, la
inductancia de los bobinados actua de filtro, de manera
que la corriente en el motor es aproximadamente
sinusoidal (figura 3.9).
fig3.8 Formas de onda en la salida del inversor
3.6 MODULACIÓN DE LA FORMA DE ONDA
La figura 3.9 muestra una forma de onda sencilla. Cada
interruptor se ha conmutado a la frecuencia de salida
deseada, con un ciclo de trabajo del 50%.
Sin embargo, en la práctica la forma de onda es
modulada insertando "huecos", de tamaño variable. El
propósito es doble: disminuir el contenido de armónicos
de manera que la forma de onda se aproxime a la
senoidal y poder ajustar el valor eficaz de la tensión de
salida.
fig 3.9 Corriente en el motor con tensión semi-cuadrada
Un método de modulación a menudo utilizado es la
"modulación sinusoidal" (figura 3.10), en el que una
señal triangular es comparada con una senoidal. Cuando
la señal senoidal es mayor que la triangular, el interruptor
situado en la parte superior del semipuente se pone
en conducción. Cuando es la señal triangular la que es
superior a la senoidal, el interruptor inferior recibe orden
de conducción. La forma de onda de la corriente
resultante en el motor es muy próxima a la senoidal,
con muy poca distorsión.
La anchura y el número de huecos son electrónicamente
ajustados para reducir la tensión de salida a medida
que la frecuencia disminuye, tal como se muestra en
la figura 3.11.
En los últimos equipos una nueva técnica denominada
modulación del espacio vectorial es utilizada. Con ella
se consiguen mejores formas de onda con menos
conmutaciones, y será comentada con más detalle en
el apartado 3.8.
fig3.11.- Modulación tensión de salida
fig3.10.- Modulación y formas de onda del voltaje de salida
4220000f
POWER ELECTRONICS
3.7 MODULACIÓN DEL ESPACIO VECTORIAL.
Un sistema de formas de onda senoidales trifásicas
puede ser representado mediante tres vectores
rotatorios (fasores). La velocidad de rotación (rev/s)
informa sobre la frecuencia, la posición instantánea
informa acerca del estado dentro de un ciclo y la
longitud del vector representa la amplitud de la tensión
o de la corriente que están siendo representadas
(figura 3.12). La tensión simple (fase-neutro) queda
representada por las longitudes de VA-N, VB-N, VCN, en tanto que la tensión compuesta viene dada por
la longitud de los segmentos VA-VB, VB-VC, VC-VA.
En un puente inversor trifásico, intentamos reconstruir
señales senoidales, pero no podemos conseguir una
forma de onda perfectamente senoidal dado que no
tenemos la capacidad de mantener la rotación de
forma continua.
Existen ocho posibles estados de las salidas A, B y
C, dependiendo de los IGBT que conduzcan. Dos
de esos estados corresponden a un valor nulo de la
tensión, en tanto que los otros seis corresponden a
seis puntos espaciados 60º entre sí. En la figura 3.13
aparece una tabla que refleja esos ocho estados, así
como el estado de los interruptores. Moviéndonos
de forma secuencial entre estos seis estados activos
podemos generar en la salida una onda semicuadrada, como se indica en la figura 3.8
fig3.12.-Vectores trifásicos.
estado TR1/4 TR2/5 TR3/6 Va Vb Vc Vab
Vbc Vca
0
0/1
0/1
0/1
-
-
-
0
0
1
1/0
0/1
0/1
+
-
-
+
0
0
2
1/0
1/0
0/1
+
+
-
0
+
3
0/1
1/0
0/1
-
+
-
-
+
0
4
0/1
1/0
1/0
-
+
+
-
0
+
5
0/1
0/1
1/0
-
-
+
0
-
+
6
1/0
0/1
1/0
+
-
+
+
-
0
7
1/0
1/0
1/0
+
+
+
0
0
0
-
Clave: 0= transistor OFF ; 1=transistor ON ;
+= salida +Ve ; - = salida -Ve ; 0= salida 0 voltios
Los ocho estados de la tabla pueden ser
representados mediante una estructura hexagonal,
como se muestra en la figura 3.14. Es de remarcar
que el paso de un estado al adyacente, o de un
estado activo al nulo, únicamente requiere cambiar
el estado de dos IGBT. Este hecho es de gran
importancia para lograr la mayor frecuencia de
conmutación posible con un número mínimo de
interruptores, a fín de minimizar las pérdidas por
conmutación.
fig. 3.14.- Representación hexagonal de los estados de salida
del inversor
Para generar un vector tensión intermedio, esto es,
un vector cuya magnitud y desfase no se corresponda
con una de las seis esquinas del hexágono, es
necesario modular entre dos estados activos
adyacentes (para fijar el desfase) y uno de los estados
nulos (para fijar la amplitud), tal como se muestra en
la figura 3.15.
Clave: 0= transistor OFF ; 1=transistor ON ;
+= salida +Ve ; - = salida -Ve ; 0= salida 0 voltios
fig. 3.15 Generación de tensiones intermedias
4220000f
13
14
POWER ELECTRONICS
Las ventajas de la modulación del espacio vectorial
sobre la modulación sinusoidal son las siguientes:
· Reducido contenido de armónicos en el motor.
Esto repercute en una reducción de las pérdidas.
La razón estriba en que la frecuencia de conmutación
efectiva es mayor que en la modulación sinusoidal,
para una frecuencia de conmutación determinada.
· Pequeños pares pulsatorios. Los pares pulsatorios
producidos por las variaciones del flujo magnético en
el entrehierro del motor son menores cuando se utiliza
la modulación del espacio vectorial.
Estas pulsaciones se producen a la frecuencia de
modulación, produciendo un ruido audible (de origen
magnetoestrictivo) en el motor.
· Frecuencia de modulación constante.
La modulación sinusoidal es síncrona, esto es, la
frecuencia de modulación se ajusta al fundamental
de la frecuencia de salida del inversor. La modulación
del espacio vectorial es asíncrona, lo que significa
que la frecuencia de modulación (y en consecuencia
la frecuencia del ruido del motor) es constante en
todo el rango de frecuencias.
· Mejor uso de la tensión de alimentación.
En la modulación sinusoidal, si accidentalmente la
amplitud de la referencia supera la señal portadora
(figura 2.10), puede producirse la saturación de la
modulación con el consiguiente incremento de la
distorsión en la forma de onda de la tensión.
Llevado al extremo, el resultado serían ondas semicuadradas.
Con la modulación del espacio vectorial, los límites
máximos de la tensión de salida sin distorsión vienen
determinados por un círculo inscrito en el hexágono.
La máxima tensión sin distorsión es el 115% de la
que se puede lograr con moduladores sinusoidales,
lo que conlleva un mejor uso de la tensión disponible
en el bus de continua. Sin embargo, a partir de este
nivel, las formas de onda de salida pasan a ser
trapezoidales.
· Adaptación a la generación de formas de onda
mediante microprocesador.
Las técnicas de modulación del espacio vectorial sólo
son realizables en sistemas digitales basados en
microprocesador. Es posible variar la frecuencia de
modulación para adaptarse a las características de
los IGBT, o utilizar diferentes frecuencias de
modulación para reducir el ruido aparente del motor,
como hace la modulación "Whisperwave" de PDL.
3.8. DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE
CONMUTACIÓN.
Los diferentes interruptores electrónicos utilizados en
los inversores de PDL han sido los siguientes:
Tiristores.
Transistores bipolares.
Transistores bipolares de puerta aislada (IGBT)
Un tiristor es un semiconductor de potencia formado
por una estructura PNPN (ver principio de
funcionamiento en el apartado 2.5). Su uso estaba
muy extendido en los años 70. Sin embargo,
actualmente se utilizan cada vez menos.
Un tiristor es normalmente bloqueado forzando que
la corriente de ánodo se anule, aplicando una tensión
inversa durante un periodo mínimo de tiempo.
El tiristor recupera entonces su capacidad de bloquear
tensiones directas. Para llevar a cabo la conmutación
forzada, se requieren componentes externos, tales
como inductancias, condensadores y semiconductores
auxiliares, que son caros y voluminosos. La frecuencia
máxima de conmutación de un tiristor dentro de un
circuito inversor ronda los 750 Hz, debido a las altas
pérdidas de conmutación (a frecuencias superiores,
el rendimiento del inversor disminuye de forma
apreciable). Esto significa que la calidad de la onda
sinusoidal de salida es baja, lo que produce
calentamientos en el motor.
Un transistor bipolar esta compuesto por una
estructura NPN (o PNP). Si hacemos circular una
corriente Ib por la base (figura 3.17), circulará una
corriente de colector Ic. El cociente Ic/Ib se denomina
ganancia de corriente. En los transistores de potencia
esta ganancia está en torno a 10 ó incluso menos,
pudiendo ser incrementada añadiendo otro transistor
en configuración Darlington. La figura 3.18 muestra
el esquema de un típico transistor Darlington de tres
etapas de Fuji, utilizado en la etapa inversora de un
variador de velocidad de motores de inducción.
a ganancia total es aproximadamente el producto de
las ganancias individuales de cada etapa.
En la práctica, el transistor de potencia es utilizado
como un interrruptor. En el caso de un transistor
bipolar, para que conduzca se suministra la corriente
de base necesaria para obtener una tensión V CE
reducida - típicamente 3 V-.
Decimos que el transistor está en saturación.
El bloqueo debe hacerse de forma rápida, a fin de
disminuir las pérdidas por conmutación. Esto se logra
instalando bruscamente una corriente inversa en la
base, lo que permite extraer las cargas almacenadas
en la unión y devuelve el poder de bloqueo al
semiconductor.
El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) es
el último dispositivo utilizado. Su control se realiza
por tensión, en el cual la conmutación se realiza
aplicando tensión al terminal de puerta.
ESTUDIO TEORICO PRÁCTICO DEL CONTROL DE VELOCIDAD EN MOTORES DE INDUCIÓN ·
4220000f
POWER ELECTRONICS
El funcionamiento del IGBT puede ser modelizado
considerando que un transistor MOSFET controla un
transistor PNP, como muestra la figura 3.19.
El IGBT es puesto en conducción aplicando una
tensión positiva (+15V) en la puerta. Para bloquear
rápidamente un IGBT se aplica en la puerta una
tensión negativa (-5V). El IGBT presenta ventajas
importantes respecto al Darlington, tales como una
menor tensión de saturación, frecuencias de
conmutación superiores, mayor capacidad de
sobrecarga y menor demanda de potencia en el
circuito de control.
fig3.17.- Transistor Bipolar
Los mayores dispositivos utilizados por PDL tienen
un rango de 300A y 1200V. Para alcanzar rangos
mayores pueden conectarse dos o más dispositivos
de este tipo. Los variadores de velocidad PDL utilizan
hasta seis en paralelo.
fig3.18.- Darlington de 3 etapas
Las pérdidas globales de un transistor en conmutación
es la suma de las pérdidas en el encendido, en
conducción y en el apagado (figura 3.20). Las pérdidas
en conducción pueden ser reducidas reduciendo la
tensión VCE. Sin embargo esto aumenta el tiempo
necesario para bloquear el componente, lo que
repercute en mayores pérdidas durante el bloqueo.
Cuanto mayor es la frecuencia, mayores son las
pérdidas en conmutación. Una frecuencia típica de
funcionamiento es 4 KHz.
fig3.19.- Símbolo y circuito equivalente del IGBT
fig3.20.- Pérdidas de potencia, Corriente y
Tensión en la conmutación del transistor
4220000f
15
16
POWER ELECTRONICS
3.9 EL CONTROL ELECTRÓNICO.
que los controladores pueden funcionar en ese rango.
El control electrónico es el cerebro de un variador de
velocidad. Básicamente, realiza las siguientes
funciones:
Los controladores electrónicos permiten un ajuste de
la protección contra sobrecorrientes. Esta protección
va desde la simple apertura del circuito tras un tiempo
de retardo fijo (controladores MD), hasta un modelo
térmico por software, el cual tiene en cuenta la
disminución de la capacidad de refrigeración del motor
a velocidades bajas (controladores ASDi, UD3, UDi,
MV3, MVi). Algunos modelos vigilan también el
equilibrio en las tres fases del motor, así como la
corriente de derivación a tierra.
·Recibe la señal de velocidad requerida (0-10V ó 420 mA).
·Recibe las órdenes del usuario: arranque, paro,
inversión, etc.
·Genera las formas de onda moduladas en el espacio
vectorial.
·Conmuta los interruptores de forma adecuada para
aplicar al motor la tensión y la frecuencia que haga
girar al motor a la velocidad deseada.
·Vigila la corriente en el motor para proteger el variador
y el motor frente a sobrecargas.
·Permite realizar los ajustes necesarios para una
aplicación: rampas de aceleración y deceleración,
velocidad máxima y mínima, etc.
·Proporciona el estado de las salidas: corriente en el
motor, frecuencia, marcha, arranque, indicación de
fallo, etc.
Normalmente cuando se controla un solo motor a
partir de un variador no se requieren protecciones
adicionales. Por el contrario, si se alimentan varios
con un mismo variador es necesario que cada motor
lleve instalado su propio relé térmico contra
sobrecargas.
3.11 EQUIPOS MONOFÁSICOS
Hasta ahora nos hemos centrado en los variadores
de velocidad con entrada trifásica 400 Vac, para
suministrar tensiones de salida de 0 a 400 Vac.
Sin embargo los motores pequeños se diseñan con
bobinados de 230 Vac, pudiendo ser conectados en
estrella con una red de 400 Vac, o bien en triángulo
para ser conectados a una red de 230 Vac. Si
conectamos el motor en triángulo, la corriente
absorbida es 1.73 veces la correspondiente a la
conexión estrella, para una misma potencia (figura
3.21).
3.10 VIGILANCIA DE LA CORRIENTE EN EL
MOTOR
El variador de velocidad vigila permanentemente la
corriente del motor. El valor de la corriente medida
se utiliza para proporcionar al motor y al mismo
variador una protección contra sobrecargas.
Trad ic io na lm e nte s e ha v en id o u til iz an d o
transformadores de medida de corriente, que son
inutilizables en corriente continua o en bajas
frecuencias. Así pues, estos controladores no pueden
funcionar por debajo de 1 Hz. Los últimos productos
utilizan dispositivos de efecto Hall, que pueden medir
corrientes continuas o de baja frecuencia, de forma
V
U2 V1
230V
230V
V
400V
400V
V2 W2
U1
V2
W2
U
V1
230V
W1
U2
W
CABLEADO CONEXIÓN DEL MOTOR 230V
W2
U2
V2
U1
V1
W1
U
U1
W
CABLEADO CONEXIÓN DEL MOTOR 400V
W2
CONECTAR EN TRIÁNGULO LOS TERMINALES
W1
400V
U1
U2
V1
V2
W1
CONECTAR EN ESTRELLA LOS TERMINALES
fig 3.21 Conexiones de cableado para motores de 230/400V
fig3.22 Esquema del variador monofásico
4220000f
POWER ELECTRONICS
3.12 REGENERACIÓN
Cuando un motor acciona una carga de gran inercia,
al disminuir la frecuencia de salida el motor gira por
encima de la velocidad de sincronismo, es decir, el
deslizamiento se hace negativo. La misma situación
s e pre se nta c ua nd o d es ci en de un a grú a.
En estas condiciones, el motor se comporta como un
generador, absorbiendo potencia mecánica de la
carga y devolviendola al variador. La figura 3.23
muestra la zona correspondiente a la regeneración.
fig 3.23 Tipos de funcionamiento
En el momento de la regeneración, la energía es
devuelta al variador a través de los diodos en
antiparalelo del inversor, pero no puede ser devuelta
a la red porque el rectificador de entrada es
unidireccional en corriente. Como consecuencia, se
produce una elevación de la tensión del bus de
continua, lo que puede poner fuera de servicio el
variador.
Una solución es instalar un freno dinámico acoplado
al bus de continua, el cual está constituido por una
resistencia conectada a un interruptor electrónico
activado por tensión. Cuando la tensión del bus de
continua sobrepasa el límite prefijado, el interruptor
se activa y la energía de la regeneración se disipa
en la resistencia.
3.13 TIPOS DE CARGA
fig 3.24 Curvas par y potencia frente a velocidad
En general, un motor de inducción puede ser
alimentado a partir de un variador de velocidad sin
afectar significativamente al funcionamiento. Sin
embargo, debemos tener en cuenta las siguientes
consideraciones (figura 3.24):
· Hasta 50 Hz, el máximo par disponible en el motor
se mantiene prácticamente constante, lo que significa
que la potencia va incrementandose desde 0 Hz hasta
50 Hz.
· Por encima de 50 Hz, el par disponible disminuye,
debido a la reducción de la corriente magnetizante y
e l c on sig uie nte de bili tam ien to d el ca mp o.
· A bajas velocidades, la efectividad de la refrigeración
disminuye, de forma que el motor no puede
proporcionar el par nominal a bajas velocidades, a
no ser que se prevea una refrigeración adicional. La
figura 3.24 muestra un ejemplo de esta pérdida de
par disponible.
Antes de decidir el tamaño del motor y del variador
r eq u er id o, e s i m po rt an te co m p ren d er l as
características par-velocidad para cada carga en
particular.
fig 3.25 Pérdida de par debido a la refrigeración del motor
En lo que se refiere a la característica par-velocidad,
podemos distinguir cuatro tipos básicos de carga.
4220000f
17
18
POWER ELECTRONICS
La figura 3.26 ilustra una carga de potencia constante.
El par demandado por la carga aumenta a medida que
la velocidad disminuye, de forma que el producto entre
el par y la velocidad (por lo tanto, la potencia) permanece
constante. Ejemplos: molinos y tornos.
La figura 3.27 muestra una carga de par constante.
En este tipo de carga, el par permanece constante a
cualquier velocidad. Es una característica muy común:
cintas transportadoras, grúas, prensas de imprenta,
etc. En este tipo de cargas deben tomarse precauciones
cuando se trabaja durante largos periodos de tiempo
a bajas velocidades.
La figura 3.28 ilustra una carga para la que el par es
proporcional a la velocidad. Ejemplos: mezcladoras,
bombas de desplazamiento positivo, compresores, etc.
Este tipo de cargas no suelen presentar problemas de
calentamiento, y no requieren incrementos de tensión
inicial.
La figura 3.29 muestra una carga en la que el par es
proporcional al cuadrado de la velocidad. Este tipo de
par resistente es muy común, y corresponde a bombas
centrífugas y ventiladores. Más del 70% de las cargas
accionadas con motores controlados por variadores de
velocidad corresponden a este tipo. El par requerido a
bajas velocidades es pequeño.
fig3.26 Carga a potencia constante
fig 3.27 Carga a par constante
Los cuatro tipos básicos de par resistente que hemos
visto son una simplificación de los pares de carga
reales. Una carga puede modelizarse como uno de
estos pares ideales, o bien la asociación de dos o más
de ellos.
Para lograr la utilización idónea del motor, es necesario
diseñar el sistema de manera que gire lo más cerca
posible de la velocidad nominal (correspondiente a 50
Hz), en condiciones normales. Para asegurar esto, hay
que seleccionar el número de polos y la relación de
transmisión adecuados. Velocidades significativamente
inferiores a la nominal suponen una disminución de la
potencia que puede desarrollar el motor y, dependiendo
del tipo de carga, pueden originar sobrecalentamientos.
Velocidades superiores a la nominal reducen el par
disponible y también pueden producir sobrecalentamientos, así como un desgaste superior.
fig 3.28 Par proporcional a la velocidad
fig 3.29 Par proporcional al cuadrado
de la velocidad
4220000f
POWER ELECTRONICS
4.- PRINCIPIOS DEL CONTROL VECTORIAL DEL FLUJO
SECCIÓN 4.-PRINCIPIOS DEL CONTROL VECTORIAL DEL FLUJO
4.1 DIFERENCIAS ENTRE EL CONTROL ESCALAR
Y EL VECTORIAL
Como planteamos en la sección 1, el funcionamiento
de un motor de inducción trifásico se basa en la
interacción de los campos magnéticos del rotor y del
estátor. El estátor genera un campo en el entrehierro
que gira a la velocidad síncrona. Este campo induce
corrientes polifásicas en el rotor, que a su vez generan
un campo magnético giratorio a la velocidad síncrona
respecto al estátor. Como consecuencia, de acuerdo
con el principio de alineamiento de campos magnéticos,
el rotor se ve sometido a un par, tendente a alinear
ambos campos. El rotor gira en la misma dirección
que el campo magnético del estátor.
Cuando la velocidad del rotor se aproxima a la del
campo estatórico, la magnitud de las corrientes
inducidas en el rotor disminuye. De esta forma el par
aplicado al rotor decrece, hasta que a la velocidad de
sincronismo el par es nulo. Así pues, en condiciones
normales de funcionamiento, el rotor girará a una
velocidad ligeramente inferior a la de sincronismo.
La diferencia entre la velocidad del campo magnético
y la del rotor se denomina deslizamiento.
Cuanto mayor es el deslizamiento, mayor es el par
que puede ser aplicado a la carga. Si la frecuencia de
la tensión de alimentación es variable, la velocidad
del campo magnético podrá ser variada y en definitiva
podremos variar la velocidad del motor. Esto se lleva
a cabo variando simultáneamente la tensión y la
frecuencia aplicadas al motor, como ya vimos en la
sección 2.
Este tipo de control de motores de inducción se
denomina control escalar, siendo utilizable cuando las
especificaciones dinámicas son moderadas, siendo
el funcionamiento en régimen permanente el principal
objetivo. Ello es debido a que este tipo de control fija
la amplitud del flujo en el motor, pero no su posición
instantánea. En régimen dinámico, cualquier ajuste
debe ser realizado de forma suave, pues de lo contrario
se pueden producir inestabilidades indeseables.
La velocidad del motor es controlada por completo
mediante el ajuste de la tensión y la frecuencia de
salida, y el par por ajuste del deslizamiento.
Cuando se desean prestaciones elevadas, es
necesario realizar un control en lazo cerrado del par.
Este concepto requiere un control independiente del
par y del flujo en el motor. Este tipo de control se
denomina control vectorial del campo orientado,
o simplemente control vectorial, utilizado por la serie
Elite de POWER ELECTRONICS.
4.2 REPASO DEL MOTOR DE CC
El motor de corriente continua con excitación independiente, mostrado en la figura 4.1, es un ejemplo
de motor controlado vectorialmente.
La corriente de armadura (generadora de par) está
en cuadratura con el campo generado por el inductor.
Como resultado, las relaciones entre los diferentes
parámetros de la máquina son sencillas. El campo
magnético es directamente proporcional a la corriente
del inductor, y puede ser controlado independiéntemente de la armadura (es decir, el campo y la
armadura están desacoplados).
El par es proporcional al producto entre la corriente
de armadura y el flujo magnético. Si la corriente de
inductor se mantiene constante, el par puede ser
controlado actuando sobre la corriente de armadura.
La respuesta frente a un escalón en la corriente de
armadura es rápida y bien amortiguada. La velocidad
de la máquina depende de la f.c.e.m ( figura 4.1), que
es igual a la tensión de alimentación menos la c.d.t
que se produce en la resistencia de armadura Ra.
Sin embargo, los motores de cc presentan algunos
inconvenientes cuando son comparados con los
motores de inducción de jaula de ardilla. Son motores
que precisan un elevado mantenimiento, debido a la
presencia del colector y las escobillas. Los bobinados
de la armadura son complicados y el rebobinado es
caro. Normalmente presentan un grado de protección
bajo, y la posibilidad de que se generen chispas en
las escobillas desaconseja su utilización en ambientes
susceptibles de incendio o explosión. El motor de
inducción, en comparación, es más sencillo de
construir, y es utilizable en inmersión y en ambientes
peligrosos. Generalmente, es mucho más robusto
mecánicamente, y menos caro que un motor de C.C.
de igual potencia.
IA
If
IA
RA
vf
vs
f
EA
M
fig 4.1.- Motor de c.c. excitación independiente
4220000f
19
20
POWER ELECTRONICS
4.3 CONCEPTOS DEL CONTROL VECTORIAL
La figura 4.2 muestra un circuito equivalente de una
fase de un motor de inducción.
La corriente del motor tiene dos componentes:
IM(t) corriente magnetizante, generadora de flujo.
Esta corriente es principalmente imaginaria, esto es,
inductiva. Una pequeña parte es real (resistiva), debido
a las pérdidas en el hierro del estátor.
IR(t) corriente de carga, generadora de par.
Es principalmente real (resistiva), capaz de producir
trabajo. Una pequeña parte es imaginaria (inductiva),
debido a las inductancias de fugas del rotor y el
estátor.
El par desarrollado por el motor puede determinarse
a partir de la ecuación de Laplace:
F= B x I x L
donde:
del flujo en el entrehierro, posibilitando el control de
las dos componentes de la corriente. Algunos controles
vectoriales emplean un control directo, incorporando
sensores de flujo en el entrehierro para reproducir
las señales requeridas. Sin embargo, este método
requiere un motor especial y en consecuencia no ha
tenido demasiada aceptación.
Los controladores más extendidos utilizan un control
vectorial indirecto, en el cual la amplitud y la orientación
del flujo en el entrehierro se calcula a partir de los
parámetros del motor (denominado mapa del motor),
y la posición relativa instantánea del rotor es medida
mediante un encoder diferencial situado en el rotor.
Para obtener respuestas rápidas, es necesario realizar
complejos y tediosos cálculos en tiempo real y a alta
velocidad. Esto sólamente puede ser llevado a cabo
en la práctica utilizando microprocesadores rápidos
y potentes. La SERIE ELITE de PO WER
ELECTOTRONICS es un ejemplo de un moderno
Control Vectorial indirecto.
F=fuerza
B=inducción magnética
I=corriente en los conductores
L=longitud del conductor
En el caso de un motor de inducción, esta fuerza es
aplicada sobre los conductores del rotor. B se
establece a partir de la corriente magnetizante, e
I(corriente de inductor) depende de la corriente
generadora de par. El par resultante puede expresarse
como:
T = Ka x IM(t) x sen α
Debemos señalar que las dos corrientes tienen la
misma frecuencia pero no están necesariamente en
cuadratura. La diferencia de fase entre las dos
corrientes difiere de 90º debido a las inductancias de
fuga. El desfase empeora a bajas velocidades y cargas
pesadas.
La diferencia entre el motor de cc y el motor de
inducción es la siguiente: en el motor de inducción,
el flujo en el entrehierro es giratorio, en tanto que para
el motor de cc es fijo. Asimismo, en el motor de cc,
las corrientes del inductor y de armadura circulan por
devanados distintos, formando 90º en cuadratura por
el colector y las escobillas. En un motor de inducción,
no es posible acceder separadamente a las corrientes
generadoras de par y de flujo, pues el motor sólo
tiene accesible los devanados trifásicos del estátor.
La principal función que realiza el control vectorial
para solucionar este problema es mantener en
cuadratura las componentes de magnetización y de
par de la corriente estatórica, desacoplando ambas
componentes de forma que sean controlables por
separado, incluso en regímenes dinámicos severos.
4.4 CONCEPTO DE ROTACIÓN DEL SISTEMA DE
REFERENCIA
En un motor de inducción, el flujo en el entrehierro
gira a la velocidad síncrona. La corriente rotórica y
en consecuencia el flujo inducido en el entrehierro
gira alrededor del rotor a la velocidad de deslizamiento.
Así, la posición angular relativa del flujo rotórico es
estacionaria respecto al flujo del estátor.
Podemos utilizar un sistema de referencia rotatorio
a la velocidad síncrona como referencia general.
Con relación a este sistema de referencia, los flujos
estatórico y rotórico son estacionarios y su interacción
produce par. Para construir este sistema de referencia,
se lleva a cabo una transformación matemática lineal
que permite pasar de una referencia trifásica
estacionaria a un nuevo sistema de referencia con
dos ejes generalmente denominados d y q, tal como
muestra la figura 4.3.
En este sistema de referencia giratorio, variables
como las tensiones y las corrientes pasan a ser
continuas, sin modulación. Los valores eficaces de
IM(t) e IR(t) se transforman en Id e Iq. Así pues la
ecuación del par puede reescribirse de la siguiente
forma:
T = K x Id x Iq
Podemos destacar la analogía con el motor de C.C.:
Id corresponde a la corriente de inductor, en tanto
que Iq corresponde a la corriente de armadura.
El control vectorial necesita disponer de una señal de
realimentación de la amplitud y la posición instantánea
4220000f
POWER ELECTRONICS
4.5 SÍNTESIS DE LA CORRIENTE DEL ESTÁTOR
Cuando el variador funciona pordebajo de la velocidad
nominal, la amplitud de Id es constante, al igual que
la corriente de armadura en un motor de cc. El valor
de Iq requerido puede entonces determinarse a partir
de la referencia de par impuesta. A partir de estos
valores, la corriente estatórica puede calcularse de
la siguiente forma:
I = e(Id2 + Iq2)
Iq es función del deslizamiento del rotor. La pulsación
de deslizamiento puede ser calculada mediante la
expresión:
ϖ s= Iq / ( Tr x Id)
donde Tr es la constante de tiempo del rotor, definida
como Lr/Rr, la cual es función del diseño del motor.
Este valor de pulsación puede ser utilizado para
calcular la fase instantánea de la corriente estatórica,
por integración de la velocidad del rotor (ϖ r) y el
deslizamiento generado (ϖ s):
ϕ
= f(ϖr r + ϖr r) dt + θ
El valor de las corrientes estatóricas es permanentemente calculado por un microcontrolador.
Para ello se requiere una información de la posición
del rotor, facilitada por un encóder diferencial instalado
en el motor. Se necesita programar un mapa del motor
en el microcontrolador. El microcontrolador emplea
un algoritmo que transforma las corrientes trifásicas
medidas a un sistema bifásico equivalente, el cual es
comparable a las corrientes de armadura y de inductor
en el motor de cc. Estas son comparadas con los
valores de referencia necesarios para obtener el par
deseado y los errores resultantes son procesados,
reconvertidos al sistema trifásico de niveles de tensión
de referencia y aplicados al puente inversor.
Un lazo interno de control de velocidad opcional
permite al ELITE ser configurado, si la aplicación lo
requiere, como preciso controlador de velocidad.
El encóder se utiliza entonces como un tacómetro de
realimentación para el lazo de control. De esta forma,
se obtiene un preciso control del par y de la velocidad
del motor. La respuesta del motor es muy rápida
(típicamente , puede aplicarse a la carga un escalón
del 100% en menos de 10ms).
donde:
4.7 ELITE: CONTROL TOTAL DEL PAR Y LA
VELOCIDAD
θ = tan-1(Id/Iq)
Por combinación de todas estas ecuaciones, pueden
calcularse el valor y la fase instantáneos de la
corriente estatórica. La precisión de los cálculos
depende de la precisión de los parámetros del motor
programados en el controlador y del encóder utilizado,
de manera que el ajuste correcto del controlador es
muy importante si se desean buenas prestaciones.
4.6 EL CONTROLADOR ELITE DE POWER
ELECTRONICS
El controlador ELITE de POWER ELECTRONICS
es un controlador eficaz del par, que sintetiza la
corriente estatórica requerida por el motor de
inducción para suministrar el par de referencia. La
figura 4.4 muestra un esquema de bloques de la
estrategia de control.
Iq
Id
fig.- 4.3.Sistema de referencia rotatorio
A diferencia de otros variadores de frecuencia
convencionales, el ELITE es, ante todo, un controlador
del par. En el modo control del par, una señal de
referencia del par deseado fija la salida del par motor
que el ELITE intentará instalar en la máquina. El
tiempo de respuesta es muy rápido (típicamente se
consigue aplicar el 100% del par en 10 ms).
Este nivel puede ser positivo o negativo, y es
completamente independiente de la velocidad del
motor, dentro de los límites de velocidad. Una típica
aplicación que requiere un preciso control del par son
las bobinadoras, en las que se requiere regular la
velocidad manteniendo contante la tensión aplicada
a la bobina.
Cuando trabajamos en el modo control del par, los
límites de velocidad se utilizan para limitar la
sobrevelocidad que podría derivarse de una
momentánea pérdida de carga (ejemplo: rotura de la
bobina en el caso anterior). La referencia de velocidad
no es tenida en cuenta cuando trabajamos en modo
par.
El control de velocidad en el ELITE se implementa
trabajando en lazo cerrado. Los reguladores PID se
utilizan para ajustar la respuesta del lazo de control
de velocidad. Una señal de referencia fija la velocidad
que el ELITE intentará aplicar al motor. La dirección
puede ser positiva o negativa, siendo independiente
del par resistente de la carga, dentro de los límites
de par. Cuando trabajamos en el modo velocidad, los
límites de par se utilizan para limitar los posibles
sobrepares que podrían aparecer durante los cambios
4220000f
21
22
POWER ELECTRONICS
o en caso de fallo. Dada la rápida respuesta del lazo de par, se pueden conseguir respuestas rápidad y estables
cuando funcionamos en el modo control de velocidad. Todo ello hace del ELITE un controlador de velocidad
excepcional para aquellas aplicaciones en las que se requiera una regulación precisa de la velocidad, independiente
de la carga, así como en control de posicionamiento.
La figura 4.4 muestra un diagrama de bloques de la estructura de control del ELITE. El paso del modo velocidad
al modo par puede ser realizado incluso cuando el ELITE está en funcionamiento. La transición entre ambos
modos se realiza de forma suave, sin discontinuidades.
El ELITE puede configurarse para pasar automáticamente del modo control del par al modo control de velocidad,
durante la deceleración. En estas condiciones se puede detener el motor por debajo de la rampa de control de
velocidad, cuando estamos en modo par.
fig.- 4.4.- Estructura de control de la SERIE ELITE
4220000f
POWER ELECTRONICS
5.- ARMÓNICOS EN SECTORES INDUSTRIALES
SECCIÓN 5: ARMÓNICOS EN SECTORES INDUSTRIALES
5.1.-¿QUÉ SON LOS ARMÓNICOS?
Se puede demostrar que cualquier forma de onda
periódica (repetitiva) puede ser representada como
una serie de ondas senoidales de diferentes
frecuencias y fases, constituyendo el llamado espectro
armónico de la onda. La frecuencia de la onda senoidal
predominante se denomina fundamental, y las
frecuencias del resto de ondas (armónicos) son un
múltiplo entero de esta. El aparato matemático que
se utiliza para determinar el contenido de armónicos
de una onda se denomina análisis de Fourier, en
honor al matemático francés del mismo nombre que
investigó este fenómeno.
En un sistema equilibrado, la onda está centrada en
torno a cero y los armónicos son múltiplos "sobrantes"
del fundamental. En una onda cuadrada o cuasicuadrada, la amplitud de cada armónico es
inversamente proporcional a su orden, es decir, cuanto
mayor es la frecuencia, menor es su amplitud.
Un ejemplo de forma de onda con un alto contenido
en armónicos es una onda cuadrada. El análisis de
Fourier correspondiente a una onda de este tipo de
frecuencia 50 Hz, muestra que el contenido en
armónicos es el siguiente:
ORDEN DEL ARMONICO
FUNDAMENTAL
3º
5º
7º
9º
orden n
FRECUENCIA AMPLITUD RELATIVA
50Hz
150H
250Hz
350Hz
450Hz
50n Hz
100%
33%
20%
14%
11%
100/n%
La tabla anterior muestra esta onda cuadrada, con el
fundamental y los tres armónicos más significativos
en los que puede ser descompuesta.
En los países más industrializados, la distribución de
energía eléctrica se realiza en corriente alterna, siendo
las tensiones ondas senoidales trifásicas, es decir,
sin presencia de armónicos. Sin embargo, ciertas
condiciones de carga pueden provocar una distorsión
armónica en las tensiones, produciendo efectos
desfavorables en determinados tipos de carga
conectados a ella.
En otros tipos de carga, por el contrario, la corriente
absorbida puede ser no sinusoidal, por lo que tendrá
un cierto contenido en armónicos. Este tipo de cargas
se denominan no lineales. Un ejemplo típico de carga
no lineal es un rectificador, el cual utiliza diodos y/o
tiristores para convertir la corriente alterna (AC) en
corriente continua (DC). Los rectificadores pueden
encotrarse en muchos dispositivos electrónicos de
potencia, tales como la etapa de entrada de variadores
de velocidad para motores de corriente continua y
alterna, cargadores de baterías, rectificadores
ele ctroquím icos, sis temas de alim entac ión
ininterrumpida (SAI), etc.
El circuito de entrada más utilizado en este tipo de
conversión es el rectificador no controlado de seis
pulsos, con filtro inductivo. La figura 5.2 muestra el
esquema típico de este rectificador.
La presencia del inductor (choque) en la salida del
rectificador provoca que las corrientes de línea (ia,
ib e ic) tiendan a ser ondas semicuadradas, como
muestra la figura 5.3. Esta forma de onda puede
esperarse con un valor muy grande de la inductancia.
Con valores más pequeños de inductancia, o en
condiciones de carga reducida, la corriente presenta
más ondulaciones, como se muestra en trazo
discontinuo en la figura 5.3.
El contenido relativo en armónicos de una onda
semicuadrada se recoge en la tabla 2. Para valores
pequeños de inductancia o cargas ligeras, el valor
relativo de cada armónico puede ser superior al que
se proporciona en esta tabla.
Algunos circuitos rectificadores utilizan una inductancia
por cada fase de entrada, denominadas reactancias
de línea. Las formas de onda de las corrientes de
entrada son muy similares a las mostradas en la
figura 3, pero su nivel de armónicos es ligeramente
diferente.
5.2 ¿QUIÉN PRODUCE ARMÓNICOS?
El contenido de armónicos de la corriente de línea
que aparece en la figura 5.3 se detalla en la Tabla 2.
Estos son los valores típicos que pueden esperarse
en la práctica cuando se utiliza una inductancia
elevada.
Es de remarcar que los armónicos triples (esto es,
los múltiplos de 3), son nulos.
Cuando una carga eléctrica se conecta a una fuente
alterna de suministro, absorbe corriente. Si la corriente
absorbida es también sinusoidal, la carga se denomina
lineal, pudiendo estar en fase con la tensión (carga
resistiva), en adelanto (carga capacitiva) o en retraso
(carga inductiva).
La tasa de ditorsión armónica (THD) de una onda
puede calcularse como la raiz cuadrada de la suma
de los cuadrados de los valores RMS de cada
armónico individual, dividido por el valor RMS del
fundamental. Por ejemplo, con la onda semicuadrada
que acabamos de ver, el cálculo es el siguiente:
4220000f
23
24
POWER ELECTRONICS
El valor RMS total de una onda distorsionada puede
calcularse como la raiz cuadrada de la suma de los
cuadrados de los valores RMS de cada una de las
componentes, incluida la fundamental y todos los
armónicos.
En el ejemplo anterior, este valor queda:
IRMS = I1 x 1,062
El factor de distorsión es el cociente entre el valor
RMS del fundamental y el valor RMS total
.
IRMS = I1 / IRMS
fig. 5.1 Contenido en armónicos de una onda cuadrada
Siguiendo con el mismo ejemplo, tendremos que:
Factor de distorsión = 1/1.062 = 0.941
fig. 5.2 Rectificador trifásico no controlado de seis pulsos
Existen ciertos dispositivos electrónicos de potencia
que sintetizan tensiones alternas en su salida.
En este tipo de convertidores se incluyen los
variadores de velocidad para motores de inducción
y los inversores de frecuencia de salida fija utilizados
en los SAI.
Las tensiones de salida de estos equipos presentan
también un cierto número de armónicos.
Este contenido en armónicos no está relacionado con
los de la corriente de entrada, y puede ser controlado
mediante las técnicas de generación de formas de
onda utilizadas.
La distorsión armónica de la tensión de salida
ocasiona a su vez una distorsión de la onda de
corriente, lo que en el caso de un variador de velocidad
puede ocasionar sobrecalentamientos en el motor.
fig. 5.3 Corrientes de línea en la entrada de un rectificador trifásico
ORDEN DEL ARMONICO
FRECUENCIA AMPLITUD RELATIVA
FUNDAMENTAL
3º,9º,15º
5º
7º
11º
13º
50Hz
250Hz
350Hz
550Hz
650 Hz
100%
0%
32%
14%
7%
4%
4220000f
POWER ELECTRONICS
5.3 ¿CUALES SON LOS EFECTOS DE LAS
CORRIENTES ARMÓNICAS DE ENTRADA?
El primer efecto de los armónicos de la corriente de
entrada es el incremento del valor RMS de esta
corriente. Para cargas monofásicas conectadas a
una red trifásica con neutro, esto repercutirá en un
aumento de la corriente eficaz que circula por el
n e u t r o , d e m a n e r a q u e s e rá n e c e s a r i o
sobredimensionar este conductor.
El segundo efecto es la distorsión de la onda de
tensión de entrada. Cuantificar esta distorsión no es
fácil ya que se requiere conocer las impedancias del
transformador y de la línea de distribución. La
distorsión de la tensión ocasionada por una onda de
corriente semi-cuadrada está en función de las
impedancias del circuito.
En el punto de conexión a la alimentación 11 KV, la
distorsión de la tensión es mínima, ya que las
impedancias de esta línea son pequeñas. En el
secundario del transformador principal, la distorsión
de la tensión es apreciable, debido a la impedancia
(resistencia y reactancia del cable) del transformador.
En la línea de alimentación a la carga, la distorsión
es más severa, ya que se añaden las impedancias
de distribución desde el transformador hasta la carga.
5.4 ¿CÓMO REPERCUTE LA DISTORSIÓN DE LA
TENSIÓN SOBRE EL SISTEMA DE
DISTRIBUCIÓN?
resonancia coincide con alguna de las frecuencias
a rm ónica s, pu ede aparece r la res onanc ia,
ocasionando un incremento de la corriente a esa
frecuencia, lo que a su vez aumenta la distorsión de
la tensión y sobrecarga los condensadores y el sistema
de distribución.
5.5 ¿CUALES SON LOS REQUERIMIENTOS
LEGALES RESPECTO A LA SUPRESIÓN DE
ARMÓNICOS?
Si la distorsión de tensión que hemos comentado
anteriormente se produce únicamente en las
instalaciones del consumidor y no afecta a otros
usuarios, no se limita la distorsión por armónicos.
Este podría ser el caso si los otros consumidores se
conectan en el primario (11 kV) del transformador de
alimentación. El punto de conexión se denomina
punto de acoplamiento común (PAC).
Por el contrario, si el PAC está en el secundario (400
V) del transformador, ninguna distorsión de la tensión
debida al consumo de uno de los usuarios debe
afectar al resto. Para evitarlo, existen normas que
limitan la distorsión máxima en el PAC. Se pueden
realizar cálculos para estimar esta distorsión. Para
efectuar estos cálculos, se necesita información sobre
la corriente de carga total, el valor THD de esta
corriente y la inductancia del transformador de
alimentación. Si la distorsión resultante es superior
a la autorizada, deben adoptarse las medidas
oportunas para reducir el contenido de armónicos.
La deformación de la onda de tensión puede ocasionar
efectos importantes.
En primer lugar, pueden verse afectadas aquellas
cargas que necesitan la amplitud correcta de la tensión
para funcionar. Por ejemplo, se puede ver afectada
la alimentación monofásica de ordenadores y otros
dispositivos de bajo consumo.
Esta distorsión de la tensión puede incrementar las
pérdidas en motores y otros dispositivos magnéticos.
Así mismo, la impedancia de los condensadores para
la corrección del factor de potencia disminuye a
medida que aumenta la frecuencia. Como la tensión
distorsionada contiene armónicos a frecuencias que
son múltiplos de la fundamental (50 Hz), la corriente
puede ser mayor de la esperada, lo que sobrecarga
los condensadores, produciendo sobrecalentamientos
e incluso puede llegar a destruirlos.
En las redes de distribución, pueden producirse
fenómenos no deseados de resonancia entre sistemas
capacitivos e inductivos. Por ejemplo, se puede
producir una red resonante entre las inductancias de
la red (inductancias de fugas de transformadores y
de las propias líneas) y los condensadores para la
corrección del factor de potencia. Si la frecuencia de
5.6 ¿CÓMO PUEDO REDUCIR LOS ARMÓNICOS
E N MI SISTE MA D E DISTRIBUC IÓN ?
1.- Asegurando que la impedancia de red sea
pequeña. Si se disminuye la impedancia de la
distribución dimensionando e instalando los
conductores de forma que se minimicen la resistencia
y la inductancia, un valor de corriente determinado
provocará una caída de tensión comparativamente
inferior en la impedancia de la red. Como resultado,
la onda de tensión presentará un nivel THD más bajo.
2.- Distribuyendo los armónicos generados por las
cargas. No deben conectarse todos los equipos
perturbadores sobre una misma salida de la
distribución. Interrelacionando cargas lineales y no
lineales, la distorsión de la tensión puede ser reducida.
La distorsión armónica de cada equipo no será inferior,
pero un estudio adecuado de la conexión de las
diferentes cargas no lineales a la distribución, puede
reducir la distorsión en cada salida de distribución.
3.- Incorporando inductancias de choque a los
rectificadores. Si equipamos los rectificadores con
filtros de choque, la corriente de entrada será una
4220000f
25
26
POWER ELECTRONICS
onda semi-cuadrada.
Algunos variadores de velocidad importados no
incorporan filtros de choque de forma standard, por
lo que la producción de armónicos es muy elevada.
Si no instalamos una inductancia de choque en el
bus de continua, se deben añadir en la parte de
alterna. Estos choques deben presentar una reactancia
entre el 3% y el 5% de la representada por la carga.
4.- Instalar un sistema de distribución de 12 pulsos.
Si repartimos la entrada rectificadora del equipo
conversor de potencia entre dos puentes rectificadores,
y las tensiones de entrada de cada puente están
desfasadas 30º eléctricos entre sí, teóricamente
podemos eliminar todos los armónicos inferiores al
11 (ver figura 5.4).
Para ello, se requiere un transformador con doble
secundario, uno conectado en estrella y el otro en
triángulo. Cada secundario alimenta la mitad de la
carga, de forma que sus respectivas corrientes estarán
desfasadas 30º.
Estas corrientes se suman en el primario del
transformador, como se muestra en la figura 5.5.
La onda resultante se denomina de 12 pulsos.
Se puede demostrar que los armónicos 5 y 7 han
sido eliminados, siendo el 11 el primero significativo.
Si la carga está compuesta por varios receptores
pequeños (por ejemplo, variadores de velocidad) con
rectificadores standard (6 pulsos), se conectan la
mitad al secundario en estrella, y la otra mitad al
triángulo. Si las cargas están convenientemente
equilibradas, se eliminarán los armónicos 5 y 7.
corrientes armónicas.
El primer efecto de los armónicos en un sistema de
distribución de corriente alterna es el incremento del
valor RMS de la corriente que circula por los
conductores y los transformadores. Esta corriente
"extra" no es real (productora de trabajo), y sin
e m b a rg o o b l ig a a s o b r e d i m e n s i o n a r l o s
transformadores y los conductores a fin de prevenir
sobrecalentamientos.
El segundo efecto de los armónicos en el sistema es
la distorsión de la tensión. Esta distorsión puede
producir efectos perniciosos sobre cargas magnéticas
(motores y transformadores) y capacitivas (corrección
del factor de potencia). El nivel de distorsión originado
está en función de la impedancia del sistema : cuanto
mayor es la impedancia, más distorsión se produce.
Existen normativas que limitan el valor máximo de la
distorsión de tensión permitida en el punto de
acoplamiento común con un consumidor colindante.
La distorsión armónica total puede estimarse
conociendo:
La cantidad y la potencia de las cargas rectificadoras
conectadas al sistema.
Los valores de las impedancias y la potencia de
cortocircuito de los transformadores de distribución.
Si se proporciona esta información, el equipo de
Ing eni eros d e Apli cacion es d e POWER
ELECTRONICS puede proporcionar una estimación
de la distorsión que se producirá en el punto común
de conexión, para una instalación planificada de sus
variadores de velocidad.
5.- Filtros adecuados para armónicos. Un filtro de
armónicos es una red inductancia-condensador en
conexión serie, ajustados de forma que se produzca
la resonancia a la frecuencia del armónico que
queremos eliminar. El factor Q de la red debe elegirse
cuidadosamente de forma que se eliminen las
frecuencias elegidas (la de cada uno de los armónicos
más importantes), sin sobrecargar los componentes
del filtro. Normalmente es suficiente disponer filtros
para los armónicos 5º y 7º.
En resumen...
fig. 5.4 Rectificador de 12 pulsos
Los armónicos son ondas senoidales que se
superponen a la corriente y la tensión cuyas
frecuencias son un múltiplo de la frecuencia
fundamental. Las cargas no lineales como los
rectificadores de alterna a continua producen corrientes
armónicas. La amplitud de cada armónico es una
fracción de la fundamental de la corriente de carga.
En el caso de los variadores de velocidad para motores
de inducción, los armónicos de corriente originados
por un puente rectificador trifásico con filtro inductivo
serán pese a todo importantes. Sin embargo, los
circuitos rectificadores sin inductancias de continua
o de línea originarán unos niveles más elevados de
fig. 5.5 Corrientes en un rectificador de 12 pulsos
4220000f
POWER ELECTRONICS
6.- COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉRICA EN VARIADORES DE VELOCIDAD
SECCIÓN 6: ¿QUÉ ES LA COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA?
6.1. ¿QUÉ ES LA COMPATIBILIDAD
ELECTROMAGNÉTICA?
La compatibilidad electromagnética, o EMC, es un
concepto asociado con cualquier equipo electrónico.
Es una medida de la habilidad del equipo para no
generar interferencias por radiofrecuencia (RFI), así
como una medida de su inmunidad frente a las
emisiones RFI producidas por otros equipos. Este
artículo aborda el problema de las EMC en relación
a los variadores de velocidad para motores de CA.
6.2. ¿QUÉ PRODUCE RFI EN UN VARIADOR?
La mayoría de los variadores modernos de velocidad
para motores de CA presentan dos etapas de
conversión de la energía, como se muestra en la
figura 1.
La etapa rectificadora consta de un puente rectificador
y un filtro, cuya finalidad es obtener un nivel de
continua intermedio por rectificación directa de las
líneas de entrada. Este bus de continua alimenta la
etapa inversora, constituida por un puente trifásico
realizado mediante seis interruptores electrónicos de
potencia. Accionando los interruptores de manera
coordinada, el bus de continua se reconvierte en un
sistema trifásico de corriente alterna, que es conectado
al motor.
En la mayoría de los variadores modernos la etapa
inversora utiliza IGBT como interruptores. La tensión
de salida y la frecuencia se controlan utilizando las
técnicas de modulación del ancho del pulso (PWM)
a frecuencias de conmutación elevadas (4 kHz y
superiores). Los IGBT tienen tiempos muy cortos de
paso de bloqueo a conducción y viceversa, lo que
minimiza las pérdidas por conmutación y proporciona
r en d im i e nt o s el e v ad o s e n la c o n v er s ió n .
En la figura 2 se muestra una imagen simplificada de
la tensión de salida.
El análisis de Fourier muestra que esta forma de onda
está constituida de una frecuencia fundamental y un
espectro de armónicos, múltiplos de la frecuencia de
conmutación, cuya amplitud está en proporción inversa
a su frecuencia. La rápida conmutación de los
interruptores provoca pendientes abruptas en la
tensión, lo que en conjunción con la elevada frecuencia
de conmutación genera un abultado espectro de
armónicos.
Los armónicos de mayor frecuencia (es decir, aquellos
mayores a 100 kHz) pueden "escapar" del variador,
acoplando los cables de control y los de potencia, y
c a u s a n d o i n t e rf er e n c ia s y p ro b l e m a s d e
funcionamiento en otros equipos.
6.3. ¿CÓMO EMITE RFI EL VARIADOR?
Existen tres procedimientos mediante los cuales las
emisiones de RFI escapan del variador e interfieren
con su "víctima", mostrados en la figura 3.
Las RFI pueden ser radiadas desde el variador, en
forma de radiación electromagnética. No se requiere
un medio físico entre el variador y su víctima, ya que
este tipo de emisión se puede llevar a cabo incluso
en el vacío. La RFI radiada es comparativamente
se ncilla de elim inar media nte té cnic as de
apantallamiento. El campo de acción de las RFI
radiadas disminuye rápidamente a medida que nos
alejamos del variador.
Las RFI también pueden ser conducidas desde el
variador. La conducción se puede efectuar a través
de los cables de potencia de salida hacia el motor y
a través de los cables de la línea de entrada al variador.
La RFI conducida por estos cables puede a su vez
ser radiada sobre los cables adyacentes si no se
adoptan las medidas adecuadas de supresión.
La forma de onda en los cables de salida del variador
es la mostrada en la figura 2. La RFI debida a esta
forma de onda es difícil de prevenir, por lo que estos
cables deberían ser apantallados. La RFI sobre los
cables de entrada viene generada, principalmente,
por los interruptores del inversor, y es conducida hacia
atrás a través del bus de continua y del rectificador.
Las emisiones de RFI en la entrada pueden empeorar
a causa del contenido en armónicos de la corriente
de entrada, debidos al rectificador y el diseño del
filtro. Estas emisiones pueden suprimirse de una
forma relativamente simple utilizando inductancias
6.4. ¿CÓMO PODEMOS SUPRIMIR LAS RFI?
Las emisiones de RFI desde el variador pueden
minimizarse prestando una atención particular a los
siguientes puntos:
·Diseño del variador. Si el variador dispone de filtros
de entrada, las emisiones de RFI conducidas a través
de los cables de entrada probablemente se hayan
eliminado.
·Puesta a tierra. La puesta a tierra es necesaria
desde el punto de vista de la seguridad para conducir
las corrientes de defecto en caso de producirse un
fallo a tierra. Sin embargo, las medidas a adoptar en
la puesta a tierra para suprimir RFI son diferentes.
Las corrientes conducidas por una tierra de este tipo
son de frecuencias elevadas, de manera que el
cableado y su trazado deben estar adaptados a las
altas frecuencias.
·Apantallamiento. El apantallamiento ayuda a suprimir
las RFI radiadas. El armario del variador debe
incorporar una pantalla realizada mediante las técnicas
de blindaje apropiadas. De la misma forma, el
apantallamiento de los cables de salida al motor es
4220000f
27
28
POWER ELECTRONICS
habitualmente necesario, así como el de los cables
de control para prevenir RFI locales y externas que
puedan perturbar el funcionamiento correcto del
variador.
·Filtros. Los filtros están normalmente constituidos
por unas inductancias en serie (choques), que
presentan una alta impedancia a las corrientes de
RFI, y condensadores en paralelo con la tierra para
facilitar un camino de baja impedancia. Los filtros
permiten que las RFI sean derivadas a tierra y
reconducidas a la fuente. Si los filtros que el variador
incorpora "de serie" no fueran suficientes, existen
módulos de filtros adicionales (de entrada y de salida)
que pueden ser conectados al equipo.
fig. 6.1.-Diagrama de bloques de un variador
fig. 6.2.-Tensión de slaida del variador
6.5. ¿QUÉ MEDIDAS DE SUPRESIÓN DE RFI
INCORPORA UN VARIADOR?
La supresión de las RFI de entrada puede efectuarse
de diversas formas (figura 4). Los choques contra
RFI pueden ser tres bobinas de pequeño valor
montadas en las líneas de entrada como se indica
en la figura 4, con condensadores conectados a tierra.
Alternativamente, para el filtrado de RFI en medias
y altas potencias, se pueden añadir inductancias en
el bus de continua (la mitad de la inductancia total
en cada polo del bus). Otra posibilidad es no utilizar
inductancias en continua y emplazar tres inductancias
de elevado valor en cada una de las fases de entrada.
fig. 6.3.-Focos de emisión de RFI
La supresión de RFI es más efectiva si el neutro de
la estrella de los condensadores está puesto a tierra.
Sin embargo, puede darse la circunstancia de estar
obligados a aislar de tierra este punto si los
diferenciales situados aguas arriba del variador son
accionados por las corrientes capacitivas derivadas
a tierra.
6.6 SOBRE EL APANTALLAMIENTO
El objetivo del apantallamiento es el de prevenir que
el equipo emita o se vea afectado por radiaciones
electromagnéticas indeseables. Las tres partes
principales que requieren apantallamiento son:
El variador. Recuérdese que el variador es la principal
fuente de interferencias. Normalmente un variador
debe ir equipado con las pantallas adecuadas cuando
se suministra con su armario. Sin embargo, si el
variador no dispone de un armario propio y es alojado
en el interior de otro distinto, deben adoptarse ls
medidas oportunas de apantallamiento. Esto incluye
el blindaje de todos los paneles, con baja impedancia
a altas frecuencias. Puede necesitarse la eliminación
de la pintura para mejorar la conductividad.
fig. 6.5. Estructura de las tierras para un variador
4220000f
POWER ELECTRONICS
Los cables del motor. Es muy recomendable utilizar
un cable apantallado, y es esencial para longitudes
de cable superiores a 1m. Se recomienda cable tripolar
con pantalla neutra, o cable de acero blindado, con
la pantalla puesta a tierra en los dos extremos.
No deben existir roturas en la pantalla entre el variador
y el motor.
La carcasa del motor. Normalmente la carcasa del
motor supone una efectiva pantalla RFI, conectada
con el variador via la pantalla de los cables del motor.
Las tres pantallas -armario, pantalla de los cables y
carcasa del motor- deben unirse siempre para que
formen una única pantalla.
6. 7. SOBRE LAS TIERRAS
En cualquier local, debe establecerse un único punto
de baja impedancia a tierra, al cual se conectan todas
las tierras independientes y la tierra de entrada. Sin
embargo la tierra de retorno del cable del motor debe
conectarse a la tierra del variador, no al embarrado
del local.
En general, los objetivos esenciales de una buena
puesta a tierra son:
1.-Asegurar que las corrientes de tierra de alta
frecuencia circulan sólamente por los recorridos
definidos.
2.-Minimizar el área encerrada por estos recorridos.
3.-Asegurar que ningún circuito sensible comparte
recorrido con estas corrientes.
La figura 5 muestra una buena disposición de tierras
para un variador. Con referencia a un sistema de este
tipo, se pueden destacar las siguientes consideraciones:
1.- Utilice cable apantallado, con la pantalla conectada
a la tierra del motor y del variador.
2.-Se ha establecido una única conexión entre la
tierra del variador y la tierra general del local, sin que
ningún otro equipo comparta la tierra del variador.
3.-Asegúrese de que la carcasa del motor está
correctamente conectada a la tierra del variador,
mediante cable apantallado. Si no fuera así, la carcasa
del motor puede convertirse en una fuente de RFI,
por acoplamiento capacitivo entre las masas metálicas
y la instalación de tierra.
4.- No se han instalado equipos sensibles a menos
de 300mm del variador y los cables de entrada y
salida.
5.-La conexión "0V" del sistema de control está
conectada a tierra en un sólo punto.
6.-Es de destacar que aparece un filtro extra en la
entrada del variador. Si el variador no se suministra
con el filtro de entrada adecuado, este filtro puede
resultar necesario. Consultar la sección siguiente en
lo que respecta a las recomendaciones para su
instalación.
6.8. ¿NECESITARÉ FILTROS ADICIONALES?
Generalmente, si el variador se ha suministrado con
los filtros de entrad incorporados, no se requieren filtros
adicionales.
Sin embargo, si se presentan problemas de RFI en la
entrada a pesar de que se hayan observado todas las
recomendaciones anteriores, se puede llegar a necesitar
un filtro adicional de entrada. Este filtro debe instalarse
de acuerdo con las instrucciones del fabricante, que
se pueden resumir como se indica a continuación:
1.- El filtro debe montarse en el mismo cuadro que el
variador. Debe unirse a este cuadro, eliminando la
pintura si es necesario.
2.- El filtro debe conectarse tan cerca como sea posible
de la entrada del variador. Utilizar cables entre el
variador y el filtro que no excedan de 300mm. Si no
fuera posible, deben utilizarse cables especiales con
buenas características en altas frecuencias.
3.- Separar el cableado entre el variador y los filtros de
entrada del resto. Por ejemplo, no se deben instalar
los cables de entrada al filtro(donde este ya ha actuado)
y los de salida (donde el filtro no ha actuado) en el
mismo mazo.
Es posible que se necesite un filtro de salida entre el
variador y el motor por una o varias de las razones
siguientes:
1.- No se puede instalar cable apantallado.
2.- Para reducir los efectos de un cableado
excesivamente largo. Circuitos inductivos asociados
con largos tendidos de cable pueden originar
oscilaciones importantes en la forma de onda de la
tensión aplicada al motor, lo que a su vez somete a un
stress importante los aislamientos del motor. La adición
de un filtro de salida puede reducir los sobrepicos
originados por las oscilaciones, así como disminuir la
proporción de las corrientes de salida absorbidas por
la capacidad de los cables.
Las recomendaciones de instalación de un filtro de
salida son las mismas que para un filtro de entrada.
6.9. ¿Y LA INMUNIDAD DE MI VARIADOR FRENTE
A RFI EXTERNAS?
Un diseño correcto del variador debe ser insensible a
las RFI radiadas. El armario del variador forma una
pantalla que constituye la primera línea de defensa,
siempre y cuando se sigan las recomendaciones sobre
la puesta a tierra. Entre las medidas utilizadas en los
circuitos de control del variador para proporcionar
inmunidad frente a RFI se encuentran el uso de planos
de masa en las tarjetas electrónicas, redes RC o RL
en los niveles bajos de tensión de entrada y de salida,
y numerosos condensadores de desacoplo instalados
en los circuitos.
4220000f
29
30
POWER ELECTRONICS
Sin embargo las conexiones a los terminales de
control pueden suponer puntos de entrada de ruidos,
por lo que será necesario adoptar las medidas
adecuadas para reducirlo.
El apantallamiento de los cables de control es
importante para reducir el ruido en los circuitos de
control. La mayor parte del ruido es recogido por los
cables de control que discurren a través de campos
eléctricos que varían de forma muy rápida.
Para disminuir el acoplo capacitivo en este cable,
utilice un cable apantallado, con la pantalla puesta a
tierra solamente en uno de los extremos. No utilice
la pantalla como referencia "0V".
control junto a los cables de potencia a distancias
inferiores a 300 mm. Para largos recorridos (mayores
de 10 m), incremente esta distancia en proporción a
la longitud del recorrido.
Si los cables de control y de potencia deben cruzarse,
el cruce debe efectuarse con un ángulo tan próximo
como sea posible de 90º.
El ruido puede también inducirse si el cable atraviesa
campos magnéticos que varían rápidamente.
Este fenómeno puede contrarrestarse poniendo a
tierra la pantalla en los dos extremos. Sin embargo,
esto crea otras dificultades. Alternativamente, se
pueden trenzar los cables de control, de forma que
cualquier ruido que se induzca será de modo común,
y podrá ser eliminado con un correcto diseño del
circuito de entrada.
Se debe evitar la puesta a tierra de la pantalla en los
dos extremos, ya que pueden producirse lazos de
tierra (por ejemplo, corrientes de circulación de baja
frecuencia generadas por las pequeñas diferencias
de potencial entre los puntos de tierra en cada extremo
del cable). Así mismo, la pantalla puede eventualmente
conducir corrientes de defecto que pueden ocasionar
la destrucción del cable. Así pues, ponga a tierra la
pantalla únicamente en un extremo, y asegúrese de
que el aislamiento del cable es el adecuado.
La puesta a tierra del punto "0V" necesita una especial
atención. Muchos variadores permiten mantener
flotante el punto "0V" respecto a la tierra, eliminando
la unión correspondiente. A menudo este punto está
ya desacoplado de tierra mediante un condensador
adecuado, de manera que permanece puesto a tierra
para las frecuencias RFI. Por razones de seguridad
y de supresión de ruidos el punto "0V" debería estar
puesto a tierra únicamente en un punto. La unión con
la tierra debería eliminarse si:
a) El punto "0V" está puesto a tierra en cualquier otro
punto, por ejemplo en el sistema de control externo.
b) Varios equipos están conectados a un único sistema
de control. En este caso, conecte a tierra el punto
"0V" sólo en el sistema de control de uno de los
variadores.
c) El sistema de control tiene otro punto de conexión
a tierra. Por ejemplo, si varios equipos funcionan con
sus entradas de referencia conectadas en serie con
la misma fuente de control 4-20 mA, deberían
eliminarse las uniones apropiadas para no
cortocircuitar las entradas de referencia.
El recorrido de los cables de control debe realizarse
cuidadosamente. Evite hacer circular los cables de
4220000f
POWER ELECTRONICS
7.- AHORRO DE ENERGÍA EN BOMBAS Y VENTILADORES CON VARIADORES DE VELOCIDAD
SECCIÓN 7: AHORRO DE ENERGÍA EN BOMBAS Y VENTILADORES
INTRODUCCIÓN
Los convertidores de frecuencia amplían el campo
de regulación allí donde las condiciones de caudal
fluctúan o donde hay necesidad de controlar la presión,
la temperatura, el nivel etc.
En aplicaciones donde intervienen bombas y
ventiladores, tales como estaciones de bombeo,
grupos de presión, sistemas de regadío o concentraciones de monóxido de carbono u oxígeno,
climatización etc. ya podemos mantener un parámetro
constante en función de la velocidad de la bomba o
el ventilador. No obstante la decisión de usar un
convertidor de frecuencia en una determinada
aplicación debe de estar basada en un completo
entendimiento del impacto de este sobre la instalación.
Las principales ventajas de la regulación mediante
convertidor de frecuencia son:
·Mantener siempre constante el parámetro a controlar,
control continuo.
·Reducción de la potencia absorbida por el motor en
función de la disminución de la velocidad de la bomba
o ventilador.
·Compensación de la potencia reactiva del motor.
·Disminución de las averías mecánicas y eléctricas.
·Reducción del coste de la obra civil en los sistemas
de bombeo.
En es te doc um en to n os va mo s a c ent ra r
exclusivamente en el estudio del factor económico
más relevante a tener en cuenta: El consumo de
energía.
7.2 CARACTERÍSTICAS DE LA BOMBA Y EL
VENTILADOR
Las especificaciones de las bombas a una velocidad
fija están normalmente representadas en las gráficas
por varias curvas, el eje X representa el flujo o caudal
( Q ) así como la potencia y el rendimiento, en el eje
Y se representa la presión ( P ) o altura ( H ).
Los ventiladores tienen los mismos elementos
constructivos que las bombas centrífugas, incluso
su modo de funcionamiento es idéntico, cumpliendo
las leyes de semejanza; la diferencia está en el
hecho de que los ventiladores están destinados a
gases, los cuales tienen unas características físicas
(viscosidad, peso específico, densidad ) inferiores a
los líquidos.
En consecuencia, las características y los cálculos
son idénticos para bombas centrífugas y ventiladores.
La única diferencia es que en el caso de los
ventiladores en vez de dar una altura manométrica
en metros dan una presión total medida en Pascales
o en Milímetros de columna de agua.
La presión total de los ventiladores es igual a la
suma de la presión estática ( Fuerza que ejerce el
aire sobre las tuberías en sentido perpendicular )
más la presión dinámica ( Fuerza que provoca el
movimiento del aire y se manifiesta en el mismo
sentido que la dirección de éste). Normalmente las
curvas características de un ventilador vienen dadas
por la presión estática y el caudal.
Las equivalencias de presión en los diferentes
sistemas son :
1 mm.c.a. = 9.80665Pa
7.1 CUÁNDO SE PRODUCE AHORRO
En aplicaciones donde el requerimiento de par es
proporcional al cuadrado de la velocidad y la carga
no requiere que la bomba o ventilador trabaje a la
máxima velocidad de forma continuada, se puede
obtener una reducción en el consumo de energía.
Este tipo de carga es común en aplicaciones de
bombas centrífugas y ventiladores.
En estos casos, la potencia consumida es proporcional
al cubo de la velocidad en el eje de la bomba o
ventilador y el flujo (caudal) es aproximadamente
proporcional a la velocidad en el eje. De esta forma
se pueden conseguir significantes ahorros de energía
a través de la variación de la velocidad, en
contraposición con los métodos más tradicionales
como el de estrangulación de válvulas o el de bypass.
2
1Kg/Cm = 10 m.c.a. =
98.0665Pa
1 atm = 101.325 Pa
1 bar = 100 Pa
7.3 COMPORTAMIENTO DEL SISTEMA COMO
CONSECUENCIA DE LA VARIACIÓN DE
VELOCIDAD.
El efecto de variar la frecuencia es esencialmente el
mismo que el de variar la velocidad. Si se cambia la
velocidad, el caudal, la presión, la potencia y la
eficiencia serán cambiadas de acuerdo con las Leyes
de Semejanza.
Estas leyes demuestran que el caudal es proporcional
a la velocidad, la presión es proporcional al cuadrado
de la velocidad y la potencia en el eje es proporcional
al cubo de la velocidad.
4220000f
31
32
POWER ELECTRONICS
Por lo tanto, podemos expresar las siguientes
ecuaciones:
Q1/Q2 = (n1/n2)
2
H 1/H2 = (n1/n2)
3
P1/P2 = (n1/n2)
Estas relaciones están bien ilustradas en el siguiente
ejemplo:
Cierta bomba eleva a una altura de 10 m a dicha
altura saca un caudal de 100 l/s y tiene una
rendimiento hidráulico del 80%. En estas condiciones
la potencia hidráulica será aproximadamente de 123.
Kw. Si se redujese la frecuencia un 10% sobre la
nominal (50Hz), ocurriría lo siguiente:
fig. 7.1.-Curvas típicas en bombas y ventiladores a
velocidad fija.
El caudal descendería a 0.9100=90l/s. (fig.1&2)
La altura de elevación se reducirá a 0.9210=8.1m.
(fig.1)
La potencia hidráulica disminuye a 0.9312.3=89.4Kw.
(fig.2).
Si se conectasen los puntos correspondientes a las
diferentes velocidades ( como muestra la fig. 1) la
curva resultante será para una eficiencia hidráulica
constante. Tales curvas poseen la forma de H= kQ2.
En consecuencia cualquier punto sobre la curva de
una bomba se acercara al origen a lo largo de la
parábola mientras se mantiene su eficiencia hidráulica
conforme la frecuencia tiende a cero.
fig. 7.2.-Cambio de la curva conforme desciende la
velocidad
7.4 CARACTERÍSTICAS DEL MOTOR
A la hora de elegir un equipo del mercado , ya sean
variadores de velocidad , bombas o cualquier otro
tipo de equipo , un factor a tener en cuenta es el del
rendimiento.
En el caso que nos ocupa, los variadores, el
rendimiento viene a ser del 96 al 98%. Puede darse
la paradoja que el de menor rendimiento sea el mejor
equipo , ya que un rendimiento por ejemplo de un
97% a plena carga puede deberse a que el equipo
incorpore filtros de armónicos y de radio frecuencias,
en los cuales se puede producir una caída de tensión
y por lo tanto una pérdidas en forma de calor, pero
que son necesarios para un correcto funcionamiento
de la instalación. Debemos asegurarnos que el equipo
suministrado incorpore dichos filtros.
En el caso de la eficiencia del motor sí que puede
haber diferencias significativas a la hora de elegir un
variador de velocidad u otro, ya que, dependiendo
de la frecuencia de conmutación del equipo tendremos
más o menos cantidad de armónicos en el motor.
Si el equipo dispone de tiristores GTO la frecuencia
de conmutación de este no sobrepasará los 0.9khz
y dispondremos de 30% de distorsión armónica en
el motor, con lo que la eficiencia de este bajará y
tendremos que sobredimensionarlo.
Si por el contrario el equipo dispone de Transistores
fig. 7.3.- Cambio de las curvas de eficiencia y potencia
conforme desciende la velocidad
fig. 7.4.- Curvas características de bombas a varias
velocidades (n) del eje.
4220000f
POWER ELECTRONICS
IGBT en el inversor, las frecuencias de conmutación
pueden ser de hasta 16KHz y la distorsión armónica
será menor del 5% por lo que no hará falta
sobredimensionar el motor.
Visto lo anteriormente expuesto, en el caso de trabajar
con variadores de velocidad lo realmente importante
será la eficiencia combinada entre el variador y el
motor. Es irrelevante tener un rendimiento en el
variador elevado, si el rendimiento variador-motor es
bajo. En las figuras que se muestran a continuación
podemos observar las diferentes formas de onda de
intensidad dependiendo del tipo de inversor.
7.5 EFECTOS DE LA VARIACIÓN DE VELOCIDAD
EN LAS CURVAS CARACTERÍSTICAS
La figura 7.6 muestra la relación entre la altura y el
flujo o caudal a velocidades menores de la nominal.
Como se puede ver en la familia de curvas H-Q,
reduciendo la velocidad en el eje disminuye la altura
y el caudal para una bomba dada. De esa manera,
reduciendo el valor del caudal, disminuye la potencia
como se muestra en la familia de curvas P-Q.
7.6 RELACIONES BÁSICAS
Fundamentalmente la potencia consumida por una
bomba es el producto de la altura (estática y dinámica)
, el flujo de la bomba, la densidad del fluido, y la
gravedad (9.81 m/s 2 ) dividido por el rendimiento.
POTENCIA (W):
ρ x g x H x Q x η -1
Donde:
3
ρ = Densidad (Kg/m )
2
g = Gravedad (9.81m/s )
H = Altura (m)
3
Q = Flujo (m /s)
η= Potencia salida bomba/potencia eje bomba
Nota: la densidad del agua limpia es 1000 Kg/m
3
Para poder calcular el ahorro que se obtiene en una
bomba con el uso de un variador de velocidad
necesitaremos conocer las curvas de caudal-altura y
rendimientos de dicha bomba.
Ver el programa de cálculo de bombas POWERPUMP
de Power Electronics.
7.7 EFICIENCIAS
Los sistemas de control por estrangulamiento de
válvula tienen unos rendimientos muy reducidos
cuando los hacemos trabajar a bajas presiones, sin
embargo, controlando la bomba con un convertidor
de frecuencia logramos hacerla trabajar cerca del
nivel óptimo para todas las variaciones de caudal
requeridos.
En la figura 7.7 se hace referencia a las curvas reales
de una bomba en la que podemos ver distintos niveles
de caudal para distintas velocidades, además se
puede observar que variando la velocidad de la bomba
siempre nos encontramos en los niveles óptimos de
rendimiento.
7.8 MÉTODOS DE CONTROL DEL FLUJO
Son cuatro los sistemas más comunes que existen
en la actualidad y en los cuales nos hemos basado:
A) CONTROL DE VÁLVULA
En este sistema, las bombas permanecen a velocidad
constante, el caudal es reducido al cerrar una válvula
de control situada en la línea, de este modo, reducimos
la sección transversal de la tubería o conducto.
Cuando cerramos la válvula aumentamos la presión
fig. 7.5.- Curvas reales de la bomba
4220000f
33
34
POWER ELECTRONICS
al reducir el diámetro de paso y esta energía es
disipada en forma de calor en la válvula de control.
El estrangulamiento de la válvula no produce una
pequeña disminución del caudal hasta que esta no
se ha cerrado considerablemente, de ahí que la
relación entre el caudal y el nivel de cierre de la
válvula no sea lineal.
Este método de control es ineficiente en cuanto al
uso de potencia, además de introducir otros problemas
como calentamiento del fluido, cavitación y
turbulencias, los que tan sólo añaden ineficiencia al
sistema.
B) MARCHA Y PARO (ON-OFF)
Este tipo de control se suele utilizar en sistemas
donde se necesita una determinada cantidad de flujo
constante durante cierto período de tiempo.
Las bombas son controladas normalmente con
dispositivos electromecánicos convencionales, que
introducen esfuerzos en el suministro de energía y
en los motores eléctricos. Además producen
problemas en el sistema hidráulico por las
sobrepresiones en el arranque y los golpes de ariete
en la parada.
fig. 7.6.- Ejemplo de estrangulamiento de válvula
C) CONTROL CON BY-PASS
Este método emplea un by-pass alrededor de la
bomba para regular el caudal. Es, en cierta medida,
el menos eficiente de los métodos, ya que la bomba
siempre trabaja a su máxima potencia sin tener en
cuenta el nivel de flujo requerido en todo momento.
D) MÉTODO DE VARIACIÓN DE VELOCIDAD
Este método se lleva a cabo mediante la instalación
de un convertidor de frecuencia en el motor de la
bomba. Con este sistema, la reducción de presión es
proporcional al cuadrado de la velocidad, lo que
implica un control más lineal que en los sistemas
citados anteriormente, obteniéndose un efecto
favorable sobre la eficiencia. El consumo de energía
desciende drásticamente ya que la potencia es
proporcional al cubo de la velocidad en el eje de la
bomba, y a su vez, el flujo es proporcional a la
velocidad en el eje.
fig. 7.7.- Ejemplo de control de By-Pass
7.9 REPRESENTACIÓN GRÁFICA DEL
DESPILFARRO DE ENERGÍA
Por ley, el producto de la altura y el flujo nos da el
consumo de energía de una bomba o ventilador, esto
bien puede representarse sobre las curvas de
altura/flujo como el rectángulo formado por el punto
operacional y los ejes. De esta forma somos capaces
de realizar una comparación del consumo de energía
entre un sistema de válvulas y otro de variación de
velocidad que emplee un convertidor de frecuencia.
En la figura 7.9 se puede apreciar lo anteriormente
citado, el rectángulo sombreado refleja la energía
desperdiciada en el sistema de válvulas.
fig. 7.8.- Ejemplo de control de velocidad
4220000f
POWER ELECTRONICS
7.10 AHORROS REALES
La potencia consumida durante un cierto período es
una combinación de las distintas necesidades de
potencia de cada flujo multiplicado por el tiempo de
funcionamiento de estos, para el sistema de control
existente.
Obtenidas las necesidades, se puede realizar una
comparación con las empleadas por un convertidor
de frecuencia.
El siguiente ejemplo de un motor para una bomba de
400kW.
En primera instancia controlada por válvulas
y posteriormente mediante un variador UDi-830 (para
permitir posibles inexactitudes y un escenario en el
peor de los casos asumiremos una altura fija para el
ejemplo c on variador), nos mostrará dic ha
comparación en cifras.
fig. 7.9.- Pérdida de potencia en un sistema de válvulas
SISTEMA DE VÁLVULAS
HORAS DE
OPERACIÓN
FLUJO
(M3/S)
DENSIDAD
(KG/M3)
ALTURA m
g
m/s2
EF BOMBA
%
EF MOTOR
%
6 X 365
5 X 365
7 X 365
6 X 365
0.66
0.50
0.33
0.16
1000
1000
1000
1000
45.5
60
67.5
71.0
9.81
9.81
9.81
9.81
83
86
73
54
95
94
92
90
EF
VARIADOR %
KW
ENTRADA
KW/
AÑO
374
364
325
238
819060
664396
831317
521006
TOTAL kWh/año
2835779
CONVERTIDOR DE FRECUENCIA
HORAS DE
OPERACIÓN
FLUJO
(M3/S)
DENSIDAD
(KG/M3)
ALTURA m
g
m/s2
EF BOMBA
%
EF MOTOR
%
6 X 365
5 X 365
7 X 365
6 X 365
0.66
0.50
0.33
0.16
1000
1000
1000
1000
45.5
45.5
45.5
45.5
9.81
9.81
9.81
9.81
83
87.5
81
60
95
95
95
95
EF
VARIADOR %
97
97
97
97
KW
ENTRADA
KW/
AÑO
385
276
197
134
843519
505138
504202
293485
TOTAL kWh/año
2146344
AHORRO DE ENERGÍA
Diferencia entre el sistema de válvulas y variador de velocidad: ESTRANGULAMIENTO.- 2.835.779
VARIADOR
2.146.344
TOTAL AHORRO:
689.435 kWH
4220000f
35
36
POWER ELECTRONICS
7.11 INFORMACIÓN NECESARIA PARA EL
CORRECTO ASESORAMIENTO DE AHORRO DE
ENERGÍA
CURVAS COMPARATIVAS DE REQUERIMIENTOS DE
POTENCIA EN LOS DISTINTOS MÉTODOS DE CONTROL
DE CAUDAL DE AIRE O AGUA
Para lograr una exacta optimización de ahorro
energético en un sistema, necesitaremos la siguiente
información:
I Comparación del sistema existente
a.-Tipo de control, es decir, estrangulamiento, bypass etc.
b.-Curvas de altura/flujo del sistema
II Datos de la bomba o ventilador
a.-Curvas de eficiencia de la bomba o ventilador
b.-Potencia de la bomba o ventilador
c.- Curvas de eficiencia del motor
III Información del proceso
a.-Densidad del fluido o gas
b.-Flujos y ciclos de trabajo requeridos
c.-Valores de altura estática y dinámica
A: CONTROL MEDIANTE VARIDOR DE VELOCIDAD
B: CONTROL POR AJUSTE DE VÁLVULA O COMPUERTA
Si no disponemos de toda la información,
necesitaremos los siguientes datos para proporcionar
una aproximación útil:
a.-Curvas o características de la altura/ caudal del
sistema
b.-Flujos y ciclos de trabajo requeridos
c.-Densidades del fluido o gas (o tipos si la fluidez o
temperatura es uniforme)
d.-Valores de la altura estática y dinámica
e.- Potencia de la bomba o ventilador
3.Cuando sólo dispongamos de una mínima
información, será de gran ayuda el empleo de las
gráficas de comparación para darnos un consumo de
energía aproximado. La información mínima para
utilizar estas gráficas será:
a.-Caudales y ciclos de trabajo requeridos
b.-Potencia de la bomba o variador (preferentemente
a varios caudales)
4220000f
POWER ELECTRONICS
8.- AHORRO DE ENERGÍA EN UNA ESTACIÓN CLIMATIZADORA
SECCIÓN 8: AHORRO DE ENERGÍA EN UNA ESTACIÓN CLIMATIZADORA
P a r a d e m o s t ra r e l a h o r ro c o n s e g u i d o
compararemos el método tradicional con el
segundo método por medio de variadores de
velocidad.
Para ello partimos del siguiente supuesto en un
centro comercial de la zona de levante:
8.1. MÉTODO TRADICIONAL CON VALVULAS
DE 3 VÍAS
DESCRIPCIÓN: La instalación está compuesta
por:
- Una centrifuga de 970 CV. Refrigerante R-12.
Con arranque Y- ∆ .
- Circuito de condensación refrigerado por agua
con una bomba de impulsión de 50 CV, caudal
constante con arrancador Y- ∆ .
- Torre de enfriamiento con un ventilador de 50
CV. Funcionando en regulación todo-nada por
termostato y con un arrancador Y- ∆.
- Circuito de evaporación de agua fría impulsada por
una bomba a caudal constante de 60 CV, con arranque
Y- ∆.
- Existen 20 climatizadores con un caudal de aire de
3
25.000 m /h, 15 CV con arranque Y-∆ . La regulación
del caudal de agua fría se realiza por medio de una
válvula de tres vías. Cada climatizador alimenta una
2
superficie de 900m .
En el método tradicional se emplean válvulas de 3
vías de manera que el caudal sobrante proporcionado
por la bomba va a retorno y la velocidad en los
ventiladores es la nominal y el caudal de los
climatizadores dependerán del estrangulamiento del
difusor, como refleja la figura 1 y 2. La superficie y
distribución de la planta a refrigerar queda distribuida
de la forma representada en la figura 2.
fig 1
fig 2
4220000f
37
38
POWER ELECTRONICS
8.2. MÉTODO OPTIMIZADO POR VARIADOR Y
ARRANCADOR ESTÁTICO
3
DESCRIPCIÓN: La instalación está compuesta por:
- Una centrifuga de 970 CV. Refrigerante R-12. Con
a rran que media nte a rranc ador electrónic o.
- Circuito de condensación refrigerado por agua con
una bomba de impulsión de 50 CV, caudal constante
con arrancador electrónico.
- Torre de enfriamiento con un ventilador de 50 CV.
Funcionando en regulación continua manteniendo
la temperatura constante por medio de un convertidor
de frecuencia.
- Circuito de evaporación de agua fría impulsada por
una bomba a presión constante de 60 CV, con un
convertidor de frecuencia y válvula de 2 vías.
- Existen 20 climatizadores con un caudal de aire de
25.000 m /h, 15 cv con regulación del caudal de aire
manteniendo la presión estática constante por medio
de un convertidor de frecuencia y regulando apertura
de difusor. Cada climatizador alimenta una superficie de
2
900m .
En este nuevo método se emplean válvula de 2 vías y
un variador para regular el caudal de agua fría de la
instalación, un variador en cada ventilador de los
climatizador para mantener constante la presión estática,
un variador que controla el ventilador de la torre para
mantener la temperatura constante, un arrancador
estático para la bomba de condensación y un arrancador
estático para la centrífuga, como podemos ver en la
figura 3.
fig 3
fig 4
4220000f
POWER ELECTRONICS
8. 3 AHORRO CAUDAL EN LA BOMBA DE AGUA
FRIA
Vamos a comprobar qué método es más rentable
para nuestra estación, suponiendo que ésta estará
en funcionamiento los siguientes días del año:
MESES
1er MÉTODO: UTILIZANDO VÁLVULA DE 3 VÍAS
DÍAS
MARZO
ABRIL
MAYO
JUNIO
JULIO
AGOSTO
SEPTIEMBRE
OCTUBRE
NOVIEMBRE
DICIEMBRE
CAUDAL AGUA POR
CLIMATIZADORES
10
20
26
26
26
26
20
10
10
10
Suponemos que la instalación estará en marcha una
media de 13 horas diarias y que el precio del Kw/hora
es de 15 pts. La instalación trabaja 13 horas diarias.
100%
363
40.7
50
90%
326
40.7
50
85%
308
40.7
50
80%
290
40.7
50
75%
272
40.7
50
70%
254.1
40.7
50
65%
235.96
40.7
50
60%
217.8
40.7
50
55%
199.65
40.7
50
50%
181.5
40.7
50
2º MÉTODO: UTILIZANDO VARIADOR Y VÁLVULA
DE 2 VÍAS
Los pasos a seguir para el cálculo de la rentabilidad
que ofrece un método u otro son los siguientes:
CAUDAL AGUA POR
CLIMATIZADORES
400
0
400
800
1200
800
1600
363
40.7
50
90%
326
35.4
48.9
85%
308
34
48.5
80%
290
31.8
48.2
75%
272
30.4
47.9
70%
254.1
28.2
47.7
65%
235.96
27.8
47.5
60%
217.8
25.5
47.4
55%
199.65
25
47.3
50%
181.5
24.3
46.9
2000
1200
CAUDAL
POTENCIA VELOCIDAD
TOTAL(m3/s) ABSORBIDA(kw) BOMBA(Hz)
100%
8.3.1.TABLAS DE CAUDAL, POTENCIA Y
VELOCIDAD DE LA BOMBA
En las tablas siguientes vamos a obtener los caudales
que necesitan los climatizadores dependiendo de la
temperatura del recinto.
En la gráfica 1 obtenemos la potencia y la frecuencia.
parámetros que interviene en los cálculos para los
dos métodos mencionados anteriormente.
0
CAUDAL
POTENCIA VELOCIDAD
TOTAL(m3/s) ABSORBIDA(kw) BOMBA(Hz)
2400
1600
2800
2000
USGPM
2400 IGPM
m
40
60 65 70 75
336º
38
80
82
84
36
34
32
321º
84
306º
82
30
28
291º
26
276º
80
75
24
22
70
261º
20
18
16
14
12
100
200
300
400
500
600
Gráfica 1
4220000f
39
40
POWER ELECTRONICS
8.3.2. CÁLCULO DEL AHORRO DE LA
INSTALACIÓN
Fórmula Tabla:
coste(pts/día)=n(horas/día) x precio(pts/kw/hora) x potencia(kw)
er
1 MÉTODO: UTILIZANDO VÁLVULA DE 3 VÍAS
En este caso la potencia consumida por la bomba es
la misma aunque varíe el caudal circulado por el
climatizador. Por tanto los cálculos a realizar son:
Datos:
Días tota le s al año: 184 días /añ o
Potencia consumida: 40,7 Kw
Nº horas/día funcionando: 13
Coste del Kw/h: 15 pts
coste total=184 x 13 x 40,7 x 15=1.460.316 pts/año
Coste Total meses poco calor =
632.025 x78 =1.141.560 pts/año
Con lo cual el coste total al año será:
COSTE TOTAL = 632.025 + 509.535 = 1.141.560
pts /año
8.3.3. AHORRO Y AMORTIZACIÓN
El ahorro que obtenemos empleando un variador
frente con el método de las válvulas es el siguiente:
2º MÉTODO: UTILIZANDO VARIADOR Y
VÁLVULA DE 2 VÍAS
En este caso la potencia consumida por la bomba
depende del caudal suministrado a los climatizadores
que este dependerá de los meses del año. Entonces
vamos a suponer que los meses de calor deberá de
soportar la instalación mayores caudales que los
meses de menos calor, con lo cual vamos a distinguir
de dos casos:
Ahorro = 1.460.316 - 1.141.560 = 318.756 pts /año
La amortización del equipo será:
Amortización : 1.5 = 2.5 años
CASO A: MESES DE MENOS CALOR
Suponemos que el total de días en el cual estamos
en esta situación es de 86 días, y para estos
suponemos que los caudales de funcionamiento son
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw)
COSTE (pts/DÍA)
1
100
40.7
60.5
1
90
35.4
531
1
85
34
510
2
80
31.8
954
2
75
30.4
912
2
70
28.2
846
2
65
27.8
834
2
60
25.5
765
TOTAL: 5.962.5
Fórmula Tabla:
coste(pts/día)=n(horas/día) x precio(pts/kw/hora) x
potencia(kw)
Coste Total meses poco calor = 5962,5 x 106 =
632025 pts/año
CASO B: MESES DE CALOR
suponemos que los caudales de funcionamiento
son los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw)
COSTE (pts/DÍA)
1
100
40.7
610.5
2
90
35.4
1.062
4
85
34
2.040
4
80
31.8
1.908
2
75
30.4
912
TOTAL: 6.532.5
4220000f
POWER ELECTRONICS
8.4. CAUDAL DE AIRE EN LOS CLIMATIZADORES
8.4.1. TABLAS DE CAUDAL, POTENCIA Y
VELOCIDAD DEL VENTILADOR
Vamos a comprobar que método es más rentable
para nuestra estación suponiendo que ésta funcionará
los siguientes días del año:
En las tablas siguientes vamos a obtener los caudales
que necesitan los climatizadores dependiendo de la
temperatura del recinto. Observando la gráfíca 2
muestra curvas de potencia y presión estática para
diferentes velocidades.
Todo el año 26 días cada mes. Hace un total de 312
días al año.
Suponemos que la instalación estará en marcha una
media de 13 horas diarias y que el precio del Kw/hora
es de 15 pts.
er
1 MÉTODO: REGULACIÓN CAUDAL POR
ESTRANGULAMIENTO
-Aumentamos velocidad de aire:
Incremento Perdidas de Carga
Incremento de ruidos
-Muy bajo rendimiento
Los pasos a seguir para el cálculo de la rentabilidad
que ofrece un método u otro dependiendo del caudal
de aire de los ventiladores son los siguientes: (ver
figura 4)
CAUDAL AGUA
POR
CLIMATIZADORES
CAUDAL
TOTAL
(m3/s)
n
(%)
POTENCIA VELOCIDAD
ABSORBIDA(kw) BOMBA(Hz)
100%
25.000
90
9.1
50
95%
23.000
90
9.6
50
90%
22.500
90
9.7
50
85%
21.250
85
10.3
50
80%
20.000
85
10.2
50
75%
18.750
85
10
50
70%
17.500
80
10.3
50
65%
16.250
80
9.9
50
60%
15.000
80
9.4
50
55%
13.750
80
8.8
50
50%
12.500
75
8.6
50
CAUDAL AGUA
POR
CLIMATIZADORES
CAUDAL
TOTAL(m3/s)
n
(%)
PRESIÓN ESTÁTICA
IMPULSIÓN
mmH2O
POTENCIA
ABSORBIDA
(kw)
VELOCIDAD
BOMBA(Hz)
100%
25.000
90
120
9.1
50
95%
23.000
90
120
8.5
48.2
90%
22.500
90
120
8.3
47.6
85%
21.250
85
120
8.2
46.5
80%
20.000
85
120
7.6
45.4
75%
18.750
85
120
7
44.4
70%
17.500
80
120
6.8
43.5
65%
16.250
80
120
6.1
42.7
60%
15.000
80
120
5.5
41.2
55%
13.750
80
120
4.9
41.2
50%
12.500
75
120
4.6
40.6
4220000f
41
42
POWER ELECTRONICS
8.4.2. CÁLCULO DEL AHORRO DE LA
INSTALACIÓN
er
1 MÉTODO: REGULACIÓN DE CAUDAL POR
ESTRANGULAMIENTO
En este caso la potencia consumida por el ventilador
depende del caudal de aire suministrado a los
climatiazadores que este dependerá de los meses del
año. Entonces vamos a suponer que los meses de
calor deberá de soportar la instalación mayores
caudales que los meses de menos calor, con lo cual
vamos a distinguir dos casos:
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw) COSTE (pts/DÍA)
2º MÉTODO: UTILIZANDO VARIADOR
En este caso la potencia consumida por el ventilador
de dos casos:
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw)
COSTE (pts/DÍA)
1
95
9.6
144
1
95
8.5
127.5
1
90
9.7
145.5
1
90
8.3
124.5
1
85
10.3
154.5
1
85
8.2
123
2
80
10.2
306
2
80
7.6
228
2
75
10
300
2
75
7
210
2
70
10.3
309
2
70
6.8
204
2
65
9.9
297
2
65
6.1
183
2
60
9.4
282
2
65
6.1
TOTAL:
165
TOTAL:
1.938
1.365
Fórmula Tabla:
Fórmula Tabla:
Datos:
Días totales al año: 234 días/año
Coste del Kw.h: 15 pts
Coste Total meses menos calor = 1.938 x 234 = 453.492
pts/año
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw) COSTE (pts/DÍA)
2
100
9.1
273
2
95
9.6
288
3
90
9.7
436.5
3
85
10.3
463.5
3
80
10.2
459
TOTAL:
Datos:
Coste del Kw.h: 15 pts
Coste Total meses menos calor = 1.108 x 234 = 319.410
pts/año
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw)
COSTE (pts/DÍA)
2
100
9.1
273
2
95
8.5
255
3
90
8.3
373.5
3
85
8.2
369
3
80
7.6
1.920
342
TOTAL:
1612.5
Fórmula Tabla:
Fórmula Tabla:
Datos:
Coste Total meses de calor =1.920x78=149.760pts/año
COSTE TOTAL AÑO:
Datos:
Coste Total meses de calor= 1.263x78=125.775pts/año
COSTE TOTAL AÑO:
359.154 + 98.514 = 457.668 pts/año
4220000f
POWER ELECTRONICS
8.4.3. AHORRO Y AMORTIZACIÓN
frente con el método de las válvulas es el siguiente:
Ahorro = 603.252- 445.668= 158.067 pts /año
La amortización del equipo será:
Amortización : 1= 2 años
4220000f
43
44
POWER ELECTRONICS
ANEXO: AHORRO DE CAUDAL DE AGUA FRIA CON OTRO TIPO DE BOMBA
1º) TABLAS DE CAUDAL, POTENCIA Y VELOCIDAD DE LA BOMBA
En las tablas siguientes vamos a obtener los caudales que necesitan los climatizadores dependiendo de la
temperatura del recinto. Por tanto obtenemos mirando la gráfica 3 la potencia y frecuencia, la cual estará sometida
la bomba para cada uno de los dos métodos mencionados anteriormente.
m
2910 r/min
212
60
60
187
65
70
72 73
74
75
74
73
72
70
40
65
62
20
212
187
0
NPSH
NPSH
(m)
20
80
15
60
10
40
5
100
1
er
200
300
400
500
CV
(hp)
20
m3/h
MÉTODO: UTILIZANDO VÁLVULA DE 3 VÍAS
CAUDAL AGUA
POR
CLIMATIZADORES
CAUDAL
TOTAL
(m3/s)
POTENCIA
ABSORBIDA(kw)
VELOCIDAD
BOMBA(Hz)
100%
350
40.5
50
90%
315
40.5
50
85%
297.5
40.5
50
80%
280
40.5
50
75%
262.5
40.5
50
70%
245
40.5
50
65%
227.5
40.5
50
60%
350
40.5
50
55%
192.5
40.5
50
50%
175
40.5
50
2º MÉTODO: UTILIZANDO VARIADOR Y VÁLVULA DE 2 VÍAS
VELOCIDAD
BOMBA(Hz)
CAUDAL AGUA
POR
CLIMATIZADORES
CAUDAL
TOTAL
(m3/s)
POTENCIA
ABSORBIDA(kw)
100%
350
40.5
50
90%
315
36.9
48.3
85%
297.5
34.7
47.3
80%
280
32.3
46.4
75%
262.5
30.3
44.8
70%
245
29.5
44.6
65%
227.5
29
43.8
60%
350
26.3
41.3
55%
192.5
23.6
42.3
50%
175
21
41.6
4220000f
POWER ELECTRONICS
2º) CÁLCULO DEL AHORRO DE LA INSTALACIÓN
er
1 MÉTODO: UTILIZANDO VÁLVULA DE 3 VÍAS
En este caso la potencia consumida por la bomba es
la misma aunque varíe el caudal circulado por el
climatizador. Por tanto los cálculos a realizar son:
Datos:
Días tota le s al año: 16 4 días /a ño
Potencia consumida: 40,5 Kw
CASO 2: MESES DE CALOR
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw)
COSTE (pts/DÍA)
1
100
40.5
607.5
2
90
36.9
1.107
4
85
34.7
2.082
4
80
32.3
1.938
2
75
30.3
TOTAL:
909
6.643.5
Coste total = 164 x 13 x 40,5 x 15 = 1.295.190
pts/año
Fórmula Tabla:
2º MÉTODO: UTILIZANDO VARIADOR Y VALVULA
DE 2 VÍAS
En este caso la potencia consumida por la bomba
de dos casos:
Coste Total = 6. 643,5 x 78 = 518,193 pts/año
Con lo cual el coste total al año será:
547.734 + 518.193 = 1.065.927 pts/año
3º) AHORRO Y AMORTIZACIÓN:
en lugar de usar el mátodo de las válvulas será
el siguiente:
Ahorro= 1.295.263 - 1.065.927 = 229.263 pts/año
CASO 1: MESES DE MENOS CALOR
los siguientes:
HORAS/DÍA
CAUDAL (%)
N(kw)
COSTE (pts/DÍA)
1
100
40.5
607.5
1
90
36.9
553.5
2
85
34.7
1041
4
80
32.3
1938
2
75
30.3
909
2
70
29.5
885
1
65
29
Por lo tanto, la amortización del equipo será:
Amortización = 2 ó 3 años.
435
TOTAL:
6.369
Fórmula Tabla:
Coste Total = 6. 369 x 86 = 547.734 pts/año
4220000f
45

variadores de velocidad/arrancadores estáticos

Transcripción

Documentos relacionados

Powerdrive MD2